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基于调频电台非合作式双基地雷达试验系统研究 王 炎 （东南大学移动通信国家重点实验室，南京２１００９６） ［摘要］ 简要介绍了基于调频电台非合作式双基地雷达试验系统的组成，解决了两个主要直达波对消和目 标检测问题。使用基于ＮＬＭＳ方法的非因果滤波器完成阵列多通道的时域均衡，通过时域、空域联合处理， 对消了比噪声强８Ｏ ｄＢ以上的直达波信号，对民航飞机的探测距离超过３００ ｋｍ。试验验证了该算法的实用 性。 ［关键词］调频电台；非合作式双基地雷达；直达波；均衡；数字波束形成 ［中图分类号］ＴＮ９２９．５［文献标识码］Ａ［文章编号］１００９—１７４２（２００７）１１—００３９一ｏ４ １ 引言 １岖 自 适 针对基于调频电台、电视台为辐射源的非合作式 ；： ｆ本振 ｆ ｆ ＱＩ 应 波 双基地雷达是国内外 雷达领域的研究热点之一， 柬 这与传统的单基地雷达面临隐身飞机和反辐射导弹 Ⅳ岖 形 ●１本振 ’ ●一 ●一ｌ 成 的威胁有关。非合作式双基地雷达的工作频率低（调 检测 频电台频率８８—１０８ ＭＨｚ），隐身飞机的雷达截面积 Ｔ 显著增大，可以有效探测隐身飞机。同时，其接收站 参考天线 ｆ本振 袅老 输出 无源接收，具有良好的生存能力，而且收发站之间无 需通信链路，便于雷达的快速部署。一旦发射站遭到 图１ 非合作式双基地雷达接收系统框图 Ｆｉｇ．１ Ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ ｏｆ 摧毁，可以迅速架设一个简易的连续信号发射站。 ｎｏｎ—ｃｏｏｐｅｒａｔｉｖｅ ｂｉｓｔａｔｉｃ ｒａｄａｒ 基于调频电台非合作式双基地雷达的接收站均 离发射站比较远（５０ ｋｍ以上），受地球曲率的影响 的直达波信号。直达波、目标等信号经过接收机变 和一些地形遮挡，直达波信号相对减弱＿】－５］。笔者 频为一个频率较低的中频，Ａ／Ｄ采样后变换为数字 探讨了接收站离发射站比较接近（２２ ｋｍ）、直达波 信号。再用ＤＰＤ（数字乘积检波）将实信号数字混 信号非常强时，非合作式双基地雷达的信号处理和 频为，，Ｑ正交信号，由于直达波信号非常强，只有 目标检测问题。 数字正交信号产生方法才能保证其正交度满足直达 波对消要求。阵列接收的各通道信号以参考天线接 ２接收系统组成及需要解决的关键问题 收信号为参考分别进行时变均衡，其效果：一是均衡 接收系统的组成。如图１所示。 的同时将各通道的幅相误差、通道频域响应不一致 接收采用阵列天线，实时测量目标角度和进行 性消除了；二是时变均衡更好地根据瞬时信号带宽 强直达波等干扰对消，参考天线用于接收调频电台 变化消除接收机的通道频域响应不一致性。均衡后 的阵列信号进行自适应波束形成，在对消直达波的 【收稿日期】２００７—０６—１１；修回日期２００７－０８—１５ 【基金项目】 “八六三”高技术研究发展计划资助项目（２００６ＡＡ０１Ｚ２６８）；国防创新基金资助项目（７１３０７３５） 【作者简介】王炎（１９６９一），男，安徽合肥市人，东南大学教授，Ｅ—ｍａｉｌ：ｙａｎｗａｎｇ＠￥ｅｕ．ｅｄｕ．（３１１ ２００７年第９卷第１１期３９ 维普资讯 http://www.cqvip.com 同时还进行波束扫描，首先在方位上对目标合成。 对波束形成后的信号采取时频二维相关，与检测门 限相比较，判别目标的有无。 从图１可以看出，解决问题的核心之一是围绕 差 是目标的多普勒频率。将式（３）代人式（２）得 ｌ， ｌ Ｍ ）＝ 。 ∑ｅ 如＋２ １－ｅｊ２￣＇ＭＡｆ／＇ｓ ＝ （４） ＼。／ 着直达波对消。合肥大蜀山上的调频电台有效辐射 】一ｅｊ 功率５０ ｋＷ，频率８７．６ ＭＨｚ，调频电台信号带宽一 般为５０ ｋＨｚ ２ｊ，接收天线增益１５ ｄＢ，接收增益最大 指向对准发射站，距离收发站２２ ｋｍ，接收系统等效 噪声温度５００ Ｋ。很容易计算出直达波噪声比约为 式中 ＝ 一 ，式（４）的幅度为 Ｉ ｓ。（ｋ， ）Ｉ＝Ｉｚｘ Ｉ ｓｉｎ ７ｃ Ｍ△ ／Ｍｓｉｎ ７ｃ△ （５） 因为式（５）是 的偶函数，所以令 为正，不 影响分析结果。在做滑动相关时，作为补偿目标多 １２２ ｄＢ。完全对消如此强的信号单纯依靠时域对 消、空域对消，甚至时空域联合对消都无法完成。将 接收阵列放置在发射站的前方并让天线背瓣指向发 射站，同时用反射网隔离直达波信号，这样大约将直 达波信号衰减４０ ｄＢ。此时，通过空时联合对消，完 全能够将直达波对消至背景噪声电平以下。 ３ 目标检测 直达波信号被对消干净后，回波信号仍然埋在 ‘噪声中间。利用回波信号与参考通道的直达波信号 存在相关特性，进行长时间相干积累，提取回波信 号。由于回波信号和直达波之间存在时延和多普勒 频移，用两维滑动相关检测目标，即 １ Ｍ ．１｝ ）＝ ∑ （ｍ＋．１｝） （ｍ）ｅ－ｊ２￣＂ （１） …ｍ＝Ｊ 式（１）中ｓ。（ｋ ）是相关输出， 是数据相关积累长 度。参考通道第ｍ采样时刻输出为 （ｍ）， （ｍ＋．１｝）是空时域联合对消直达波后的合成输出。 目标的检测是设定一定门限，当相关输出大于门限 时有目标存在。 是复信号的采样率 是滑动相 关时对多普勒频移的补偿值。 文献［３］给出了一种简便的基于ＣＩＣ（ｃａｓｃａｄｅｄ ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ－ｃｏｍｂ）滤波器和低通滤波器相结合的快 速算法，但是带来一定的性能损失。由于调频电台 的波长大于３ ｍ，飞机的多普勒频率基本上不会超 过±３００ Ｈｚ。所以应针对式（１）分析 取值及其对 检测性能的影响。 调频信号的幅度是恒定，则式（１）重写为 ｆ， ｌ Ｍ ）＝ ∑ｅ 屯（ｍ“）＿ （ｍ）Ｉ２丌ｍ，ｄ （２） … ｍ＝ｌ ：（ｍ，ｋ）， （ｍ）分别表示ＤＢＦ输出信号和参考 信号的相位。当ＤＢＦ输出信号滑动到与参考信号 完全相关的距离单元时，它们之间的关系为 ：（ｍ＋ｋ）一 （ｍ）＝ ０＋２ ７ｃ ｍｆ， （３） 这里 是ＤＢＦ输出信号和参考信号的初始相位 ４０中国工程科学 普勒频率 是离散取值的，为了防止离散取值间隔 过大，相当于对目标的多普勒域信号欠采样，即采样 到式（５）的主瓣以外，定义采样损失为 Ｌ△ｒ＝Ｉｓ ）Ｉ／Ｉ ｓ Ｉ＝ （Ｍｓｉｎ ７ｃ△ ）／ｓｉｎ ７ｃ Ｍ△ （６） 在多普勒频率补偿的补偿频率与目标频率有一 定频差的情况下，目标无采样损失与采样损失之比 Ａ，小于一个很小的值，通常取３ ｄＢ损失。对基于 调频电台非合作式双基地雷达，存在强直达波干扰， 为保证检测到微弱目标，ＬＡ，≤１ ｄＢ。将式（６）的分 子、分母用泰勒级数展开，并保留低阶导数，得 ｓｉｎ ７ｃ△ 一７ｃ （７） ｓｉｎ ７ｃ Ｍ△ １ｓ一７ｃ Ｍ△ １ｓ一（７ｃ Ｍ△ １ｓ） ／６（８） 将式（７）和式（８）代人式（６），得 （６（Ｌ 一１） ／７ｃ ＭＴ￣（Ｌ ） ＝ （６（１—１０ ｄＢ’，２。’）） ，２／７ｃ （９） 式（９）中 Ａ，（ｄＢ）为采样损失的分贝表示。 是频 域波束的半主瓣宽度，所以做频率补偿时，频率步长 的连续两点采样有一点落在小于 的范围内，即满 足采样损失的要求。 的步长取值 应满足 ≤２ａｆ＝２（６（１—１０ 。’）） ／７ｃ （１０） 由式（１０）可知，相参积累长度越长，频率步长 的取值越小。 ４试验结果分析 合肥市大蜀山上的调频电台参数见第２节，高 度３００ ｍ多，接收阵列为８单元均匀线阵，相邻单元 间距１．８ ｍ，阵列法线与基线夹角为一１３。，数字正 交信号处理后的信号速率为２８１．２５ ｋＨｚ。接收天 线主瓣对准发射站接收的调频信号幅度波形见图 ２，调频信号幅度基本恒定，稍微有些变化是由于多 径等效应影响造成的。 图３ａ、图３ｂ分别为第四路接收机采样信号在 第１９ ０００个和第９９ ９００个样本时的均衡系数，可见 维普资讯 http://www.cqvip.com
均衡系数随着时间而变化。数据分析表明，均衡器 阶数为４８阶时均衡效果已达到满意结果。 图４ａ、图４ｂ分别对应第四路接收机的直达波 信号原始频谱和均衡对消后直达波频谱，以峰值对 消衡量，均衡对消比在６Ｏ ｄＢ以上；以平均对消比衡 量，均衡对消比在４Ｏ ｄＢ以上。图４ｃ为自适应ＤＢＦ 合成以后的阵列输出，原来埋在均衡后剩余直达波 中的杂散信号出现了，最强的杂散比噪声高３Ｏ ｄＢ 罂 以上。图４ａ、图４ｂ、图４ｃ说明直达波平均能量比基 捌 底噪声高约８Ｏ ｄＢ，最大能量比基底噪声高约 赠 诋 图２参考通道接收直达波信号幅度波形 Ｆｉｇ．２ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｃｈａｎｎｅｌ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｗａｖｅｆｏｒｍ ｏｆ ＬＯＳ ｓｉｇｎａｌ 均衡器阶数 图３第四路接收机在不同时刻的均衡系数 Ｆｉｇ．３ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｃｏｅｆｉｆｃｉｅｎｔｓ ｏｆ ｃｈａｎｎｅｌ ４ｔｈ ｉｎ ｄｉｆ｜ｅｒｅｎｔ ｔｉｍｅ １００ ｄＢ。 １４Ｏ １２Ｏ １００ ∞墨８馨６０ ０ ４Ｏ ２ ２ Ｏ Ｏ Ｏ Ｏ Ｏ Ｏ Ｏ Ｏ Ｏ Ｏ Ｏ ∞ 型 粤 ∞ 型 粤 规一化频率 图４直达波信号频谱 Ｆｉｇ．４ ＬＯＳ ｓｐｅｃｔｒｕｍ 图５是通过以上直达波对消以后探测的北京至 合肥的民航飞机点迹，信号积累长度为４００ ０００个 数据样本，多普勒频率补偿间隔０．３ Ｈｚ，最大多普 勒合成损失小于１ ｄＢ，对民航飞机的探测距离可达 ３００ ｋｍ以上。 ５结语 简要介绍了基于调频电台非合作式双基地雷达 系统的基本组成，实现直达波对消和目标检测等关 ２００７年第９卷第１１期４１ 维普资讯 http://www.cqvip.com 用时域、空域联合对消，将比基底噪声强８Ｏ ｄＢ的直 ３２０ 达波信号完全对消干净。实际测试数据证明了所提 出的算法实用、有效，系统实现了对３００ ｋｍ以外的 ３１Ｏ 民航飞机的探测。 ３００ 目 参考文献 犍２９０ 方向 萋 ● 龋 ● ［１］ Ｋｕｒｉａｎ Ｊ．Ｓｉｌｅｎｔ ｓｅｎｔｒｙ：ｉｎｎｏｖａｔｉｖｅ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｆｏｒ ｐａｓｓｉｖｅ， 茜 ｐｅｒｓｉｓｔｅｎｔ ｓｕｒｖｅｉｌｌａｎｃｅ［ＥＢ／ＯＬ］．ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．１ｏｃｋｈｅｅｄｍａｒｔｉｎ． ２８０ 『 ｌｃｏｒｎ／ｄａｔａ／ａｓｓｅｔｓ／１０６４４．ｐｄｆ，Ｌｏｃｋｈｅｅｄ Ｍａｒｔｉｎ Ｃｏｒｐ，２００５ ２７０ ［２］ Ｇｒｉｆｉｔｈｓ Ｈ Ｄ，Ｂａｋｅｒ Ｃ Ｊ．Ｐａｓｓｉｖｅ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｌｏｃａｔｉｏｎ ｒａｄａｒ ｓｙｓｔｅｍｓ， Ｐａｒｔ １：ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ［Ｊ］．ＩＥＥ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆＲａｄａｒＳＯ－ ２６０ Ｂａｒ ｎａｄ Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ，２００５，１５２（３）：１５３～１５９ －５０ ０ ５０ １００ １５０ ２００ ２５０ ３００ ［３］Ｈｏｗｌａｎｄ Ｐ Ｅ，Ｍａｋｓｉｍｉｕｋ Ｄ，Ｒｅｉｔｓｍａ Ｇ．ＦＭ ｒａｄｉｏ ｂａｓｅｄ ｂｉｓｔａｔｉｃ 进度／ｍ． ｒａｄａｒ［Ｊ］．ＩＥＥ Ｐｒｃｏｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ Ｒａｄａｒ Ｓｏｎａｒ ａｎｄ Ｎａｖｉａｇｔｉｏｎ， ２００５。１５２（３）：１０７～ｌ１５ 图５目标点迹 ［４］ 王俊，张守宏，保铮．基于外照射的无源相干雷达系统 Ｆｉｇ．５ Ｔａｒｇｅｔ ｐｌｏｔｓ 及其关键问题［Ｊ］．电波科学学报，２００５，２０（３）：３８１～３８５ ［５］ 赵洪立．基于调频广播的无源雷达系统中微弱目标检测技术 键技术，采用了基于长时间相干积累目标检测的多 的研究［Ｄ］．西安：西安电子科技大学，２００６ 普勒频率补偿间隔选取方法。该系统通过对接收阵 ［６］王炎．数字天线阵列及其校正［Ｄ］．合肥：中国科学技术大 列的直达波信号与参考通道的接收信号均衡以后， 学，２００３ ＦＭ Ｒａｄｉｏ Ｂａｓｅｄ Ｎｏｎ－ｃｏｏｐｅｒａｔｉｖｅ Ｂｉｓｔａｔｉｃ Ｒａｄａｒ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ Ｓｙｓｔｅｍ Ｗａｎｇ Ｙａｎ （Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｍｏｂｉ￣Ｃｏｍｍ．Ｒｅｓｅａｒｃｈ Ｌａｂ，Ｓｏｕｔｈｅａｓｔ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｎａｎｉｆｎｇ ２１００９６，Ｃｈｉｎａ） ［Ａｂｓｔｒａｃｔ］ Ａｎ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ＦＭ ｒａｄｉｏ ｂａｓｅｄ ｎｏｎ．ｃｏｏｐｅｒａｔｉｖｅ ｂｉｓｔａｔｉｃ ｒａｄａｒ ｉｓ ｂｒｉｅｆｌｙ ｄｅｓｃｒｉｂｅｄ，ａｎｄ ｔｗｏ ｒｅｌａｔｅｄ ｋｅｙ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，ｉ．ｅ．１ｉｎｅ—ｏｆ－ｓｉｇｈｔ（ＬＯＳ）ｓｉｇｎａｌ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ａｎｄ ｔｒａｇｅｔｓ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ，ａｒｅ ｌｉｓｔｅｄ ｉｎ ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ． Ｏｔｈｅｒ ｔｈａｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ａｐｐｅａｒｅｄ ｉｎ ｍｏｓｔ ｐａｐｅｒｓ，ＮＬＭＳ ｂａｓｅｄ ｎｏｎ—ｃａｕｓａｌ ｆｉｌｔｅｒｓ ａｒｅ ｕｓｅｄ ｔｏ ｅｑｕａｌｉｚｅ ｔｈｅ ａｒｒａｙ ｍｕｌｔｉ。 ｃｈａｎｎｅｌ ｄｉｆｅｒｅｎｃｅｓ．Ｔｈｅ ＬＯＳ ｓｉｎｇａｌ ａｂｏｕｔ ８０ ｄＢ ａｂｏｖｅ ｔｈｅ ｎｏｉｓｅ ｌｅｖｅｌ ｉｓ ｃａｎｃｅｌｌｅｄ ｃｏｍｐｌｅｔｅｌｙ ａｆｔｅｒ ｊｏｉｎｔ ｔｉｍｅ— ｓｐａｃｅ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ．Ｃｉｖｉｌ ａｉｒｐｌａｎｅｓ ａｒｅ ｄｅｔｅｃｔｅｄ ３００ ｋｍ ａｗａｙ．Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｄａｔａ ｖｅｒｉｉｆｅｓ ｔｈｅ ｓｉｍｐｌｉｃｉｔｙ ａｎｄ ｅｆｆｅｃｔｉｖｅｎｅｓｓ ｏｆ ｈｔｅ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｍｅｔｈｏｄ． ［Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ］ ＦＭ ｒａｄｉｏ；ｎｏｎ—ｃｏｏｐｅｒａｔｉｖｅ ｂｉｓｔａｔｉｃ ｒａｄａｒ；ＬＯＳ ｓｉｇｎａｌ；ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ；ＤＢＦ ４２中国工程科学
