第二章rof技术介绍

在本章中，描述了RoF链路的基本技术——上变频和下变频技术，这将成为接下来的几章的背景。2.1节中研究了RoF链路中的关键设备，和影响一个链路性能的参数。2.2节中描述了在RoF下行链路中实现上变频到射频（Radio Frequency，RF）频率的光调制器的使用。相似地，2.3节中描述了在RoF上行链路中的调制器的使用。

2.1 光设备

RoF链路从中心站（Central Station，CS）向基站（Base Station，BS）传输无线电信号，而相反方向则使用光纤。本论文涉及在CS端实现光生数G的无线信号。无线信号的生成需要两个主要模块：光源的数据调制和上变频到需要的RF载波频率。在简单的配置中，像半导体激光器一样的光源也能通过简单地调制当前的激光器电流来被用作数据调制，这种调制方式也被称作直接调制激光器（Directly Modulating Laser，DML）。对于RF上变频，使用一个外调制器和本震来调制光信号。充当外部调制器的典型代表是马赫增德尔调制器（Mach-Zehnder Modulator，MZM）或者电吸收调制器

（Electroabsorption Modulator，EAM）。光生无线信号经过单模光纤（Single Mode Fiber，SMF）1传输到BS的天线，在这里光信号在一个PD中转换成电信号，再辐射到空气中去。在上行链路， BS天线接收到的无线信号通过一个外调制器被调制到一个光载波上，然后用SMF传输到CS来实现解调。总之，建立RoF链路的关键部分是：光源、外调制器、光电二极管。在接下来的几节中，将描述每个影响RoF链路性能的设备参数。

2.1.1 直接调制激光器

直接调制一个激光器的能力对RoF链路的来说是一个很有吸引力的高性价比（cost-effective）解决方案。DML由于在大都市光通信系统解决方案中的使用而被广泛研究[78][79]。对于DML的因素是它的调制带宽、消光比、啁啾和线性度，但是对于基带数据调制，这些参数并不会在很大程度上影响一个典型的RoF链路的性能。DML的输出功率可以写成：

Poutd2IbImIthh2.12

这里

d是激光微分量子效率。Ib、Im和Ith是偏置电流，调制电流和阈值电流。激光

器的光场可以写成：

E(t)2Poutexpjt

2.2

图2.1 典型的两臂驱动MZM方案

在直接调制半导体激光器中，当由于调制电流的变化而使载流子密度（carrier density）发生变化时，折射率在活动范围中的变化所导致的频率偏差也被称作频率啁啾[80]。啁啾在光通信系统中的影响是由于单模光纤中的色散而导致的频谱展宽，这将总的传输距离[81]。由啁啾引入的频率偏差和相移可以被表示为[82]：

(t)L41dPoutPoutPoutdt2.3

(t)L2ln(Pout)Pout2.4

这里L是Henry线宽增强因子，是绝热啁啾系数。根据式2.2和式2.4，总的场强可以写成：

1jL2outE(t)PexpjtL2.5

这里，

LL2Pout。

2.1.2 马赫增德尔调制器

在RoF系统中最普遍的调制器是MZM，它是基于MZ干涉结构的。在MZM中，一个电压在两个干涉臂之间引起相移并且相移量将决定是产生相长还是相消干涉。这个干涉导致了外加电压对光信号的强度调制。图2.1显示了MZM的机制。电压引入的光的相移可以被表示为：

(t)MZV(t),MZV2.6

这里V(t)是外加电压，

V是产生相移所需的电压。参数

V是调制器的内部特性，它

取决于不同的设计参数和使用的材料。考虑具有有限消光比的不对称MZM，MZM输出的光场可以写成：

Eout(t)Einexpj(t)expj1(t)expj1(t)2PinTff122cosMZV1(t)V2(t)expjtMZ(t)22.7

这里与MZM消光比相关的参数是11[83]。对于不同的消光比，MZM

的传递函数根据式2.7绘制在图2.2中。

式2.7中的MZ(t)是外加电压的变化所对应的瞬时相移，它可以表示为：

MZtan1sin(1)sin(2)1)cos(2)cos(2.8

由于1，比如消光比>25dB，式2.7可以被简写为：

Eout(t)PinTffMZ12cosV(t)V(t)expjtMZ(t)12222.9

啁啾系数MZ被定义为调相-调幅比[80]。MZM采用小信号调制和偏置电压，从式2.6和2.9，啁啾参数可以被表示为：

MZPoutdMZV2V(VV)cosVb1212VdtdPoutVb(V1V2)sinVdt2.10

这里V是RF信号V(t)的峰值电压。

图2.2 不同消光比的MZM转移函数

从式2.10可以看出在理想的推挽调制（push-pull modulation）中，有限消光比将生成剩余啁啾。使用MZM的优点在于通过造成两个驱动电压的失衡可以补偿啁啾[84]。因此对于零啁啾调制，驱动电压之间的关系是：

V1V2(Vb)(Vb)Vb1cosVcosVbV2.11

驱动电压之间的关系取决于MZM的偏置点，对于使用正交偏置点的强度调制，电压间

2VV2[84]。对于100%消光比，即1，MZM的输出光场是： 1的关系是

V(t)V2(t)V1(t)V2(t)Eout(t)2PinTffcos1expj22VV

2.12

2.1.3 电吸收调制器

电吸收调制器是另一种光外调制器，它通过改变材料对外加电场的吸收程度来实现强度调制。正如在前面章节讨论的因为EAM对偏振的不敏感、低驱动电压以及它们与其它光设备例如激光器、光电二极管集成的潜在可能性，所以它们在诸多应用中具有优势。另一方面，EAM具有巨大的插入损耗以及偏压漂移。EAM由于它在基带数字通信[85],[86]和RoF系统[87],[88]中的运用而受到了广泛关注。EAM的巨大带宽和低驱动电压的结合使得它们在模拟信号应用中颇受青睐。 EAM的吸收传递函数可以被模型化为[]：

V(t)V2(t)V1(t)V2(t)Eout(t)2PinTffcos1texpj2V2V2.13

这里、

V03V0.35Vc1.5和c是EAM的物理参数，310、0和。L是EAM段

（section）的长度，假定为160m。图2.3显示了根据式2.13和测量数据得到的EAM传递函数。根据[80]，EAM也有与MZM相似的频率啁啾，可以写成：

dPdEoutdt2Poutdt所以，EAM的输出光场可以写成：

1jE22.14

Eout(t)2PinLEAMT(V)expj(tE2lnPin)2.15

这里E是取决于偏置电压的EAM的啁啾参数。LEAM是EAM的插入损耗。

图2.3 理论和测量的EAM吸收转移函数

2.1.4 光纤

在当前的电信网络中，光纤是主要的通信媒介。在RoF链路中，可以使用单模和多模光纤，这取决于具体应用，但是在本论文中仅考虑使用SMF的传输。光纤的主要优点是

它的低损耗，但是例如：色散、偏振模色散和光纤的非线性问题也是光纤传输的因素。色散是对于RoF系统设计一个非常重要的参数。在光纤中，由于其材料内在特性，信号的一些频谱成分传输得比其他的慢，频谱成分之间的时延导致了一个窄带信号的频谱展宽，或者一个多音信号(multi-tone signal)频谱成分间的相移。光纤的频率响应可以被表示为：

Hfib()Hfib(z)expj(()z)Hfib(z)Lfib2.16

这里

是zL时的光纤路径损耗。是估计的传播常数，定义为[90]：

()01()2L()2这里

122.17

0导致了一个常量相移，1导致了取决于频率偏差0的常量延时。传

播常数的二阶导数（second derivative）也被认为是造成色散的群速度参数，可以表示为：

22D02c2.18

0这里D是以ps/nmkm为单位的色散参数。由频谱成分之间的时延T是：

TDL

2.19

2.1.5 噪声源

在IM/DD（强度调制/直接检测）RoF链路中，由系统中各个部件产生的总噪声了系统的性能并且决定了总的信噪比（Signal to noise ratio，SNR）。在无光放大器的RoF链路中，主要的噪声源是在天线前使用的激光器、光电二极管、电放大器。在激光器中，相对强度噪声（relative intensity noise，RIN）主要是由在内部空腔的波动导致的。RIN的单位是dB/Hz。RIN与光功率成正比，在高光功率的系统中，总的SNR受限于RIN。激光器RIN的噪声方差定义为：

这里是光电二极管的响应，

Pin是输入光电二极管的平均光功率，f是信号带宽。

当光功率太低时，系统受限于光电二极管的散粒噪声，其方差定义为：

这里q是电子电量，

idark是光电二极管的暗电流。另一个重要的噪声源是电放大器的热

噪声。热噪声的方差表示为：

2thermal4kTfFRL2.22

这里k是Boltzmann常数，T是热力学温标，RL是负载电阻。在接下来的几个章节中将分析所有这些噪声对一个典型RoF链路的影响。

2.2 RF上变频技术

RF上变频是将光基带信号或中频（IF）信号转换到射频频带的过程。RoF链路中这是无线信号产生的最关键步骤，产生时光基带信号和高频本振信号在外调制器中光域混频。图2.4显示了使用DML进行数据调制、用外调制器RF上变频来产生无线信号的RoF链路方案。在这个系统中基带信号直接调制激光器的电流，从而决定激光器的光输出。接着，频率为

fLO的本振信号在外调制器中调制，致使基带信号上变频至本振频率。MZM

和EAM都能被用于实现RF上变频，这将在接下来的章节中叙述。

2.2.1 使用MZM上变频

之前章节所描述的MZM可以用于RF上变频，MZM的非线性传输函数使得它能够通过对本振频率倍频来生成高次谐波[91],[92]。但是非线性传输函数也会引入谐波失真，接下来的章节将会讨论这一点。

图2.4 RoF上变频链路方案

施加在MZM臂上的电信号可以描述为：

Vmsin(LOt)Vb2VV1(t)msin(LOt)2（2.23） V1(t)考虑如图2.4所示的RoF链路，并利用MZM（根据式2.9）将上述电信号（式2.23）应用到式2.5所述的光信号中，则MZM的输出是：

1jL2EoutPin(t)Tff2(1)expj(tL(t))V(1)2TffcosMZmsin(LOt)Vbexpj(tL(t)MZ(t))22expj(tL(t)MZ(t))Pin(t)1jL2（2.24）

上述等式包含两项，第一项是由于MZM有限消光比而产生的未调制的光信号，第二项包含了本振信号。利用Bessel函数展开第二项[93]，则包含本振信号调制的MZM输出可以写为：

1jL2EoutPin(t)Tff2(1)expj(tL(t))Pin(t)1jL22TffnJn(mLO)cos(Vb2V)expj((nLO)t)expj(L(t)MZ(t))（2.25）

其中

mLO是调制指数，可以表示为：

mLOVm(1)2VfLO2.26

的本振信号将光信号上变频到RF频率

对于采用频率为交点（QB）（（和

fLO，调制器必须被偏置在正

VbV2），从而产生双边带RF调制（DSB）。激光器被一个双极性

Im(t)B,B）非归零（NRZ）信号直接调制，该信号驱动激光器达到两个超过

POFFPON阈值的功率水平，两个阈值满足下列条件：

PONpOFF2BPPONpOFF2（2.27）

其中P是激光器平均功率。在这种情况下，MZM的输出是：

1jL2Eout,QB[PI(t)]Tff[(2(1)J0(mLO))expj(t){J1(mLO)expj((LO)t)J2(mLO)expj((2LO)t)L}expj(MZ(t))]expj(L(t))（2.28）

类似地，为了利用将一个频率为置在最小传输点（MiTB）（

LO2的本振信号两倍频来实现上变频，MZM必须偏

）。当MZM偏置在最小传输点时，频率为

VbVLO2的

本振信号的二次谐波产生了抑制载波的双边带调制（DSB-SC）。对于偏置在最小传输点的MZM输出是：

1jL2Eout,QB[PI(t)]Tff[(1)2expj(t)3LO)t)22L}expj(MZ(t))]expj(L(t)){J1(mLO)expj((LO)t)J3(mLO)expj((（2.29）

从式2.28可以注意到光场具有由因子振频率

J0(mLO)决定的主载波分量，并且一阶边带以本

LO间隔开来，等等。类似地，正如式2.29观察到的结论：在MiTB的情况下，

由于偶次分量的消失实现了两倍频。

式2.28所述的偏置在QB时RF光电流在SMF中传输了距离L后可以写为：

iRF,QB(t)2[PI(t)]TffLfib(12J0(mLO))J1(mLO)

gcos(LOt)cos(2L2(LO)2MZ)（2.30）

DSB-SC的RF光电流光信号可以表示为：

2LOiRF,MiTB(t)2[PI(t)]TffLfibJ(mLO)cosLOt2L()4

21

从式2.31可以观察到当MZM偏置在最小传输点产生DSB-SC的RF调制时，可以实现两倍频。从式2.30可以看到：光纤色散引起射频功率衰减，这将影响DSB调制。但是色散功率衰减可以通过调谐MZM的啁啾在一定程度上缓解[94]。在另一方面，对于在MiTB的情况下使用DSB-SC调制，不会发生RF功率衰减，但是色散会在边带上的基带分量之间引入时延，时延将影响数据的质量，并且与射频载波的频率和长度的乘积成正比。例如，在参考文献[95]中描述了：如果激光器由中频信号而不是基带信号驱动，那么对于DSB-SC调制，色散会增加功率代价。QB和MiTB情况下的RF信号都含有两个分量：一个未调制的本振分量以及一个数据分量。未调制的本振分量是由信号强度调制的性质产生的。未经调制的本振分量在实际的应用情况下是不需要的，因为其会使得光电二极管之后的功率放大器饱和，进而会总无线传输距离。本振和数据分量的功率之比是：

PLOP2IIth22bPdataBB22.32

不需要的本振峰值取决于数据调制指数，图2.5显示了本振与数据功率之比与调制电流（B）的关系。为了计算功率比，假定以下条件：

Ith5mA，B50mA。对于越低的

本振-数据射频功率比，数据调制指数需要越高，这可以通过以尽可能接近阈值调制激光器来得到。本振峰值和数据之比的最小值是3dB，这时实现了100%的调制指数（

IbIm）。从图2.5中可以观察到：在给定的调制电流时，偏置电流越大（调制指数

越小），本振与数据功率比也随之增大。

图2.5 不同偏置电流下，不需要的本振峰值功率系数与激光器数据调制电流之间的关系

为了分析上变频过程中产生的噪声，必须计算在光电二极管输出端产生的DC电流。在QB和MiTB情况下的DC光电流

iDC,QB(t)PTffLfibiDC(t)是：

iDC,MiTB(t)4PTffLfib4[12J0(mLO)]24J12(mLO)22(1)8J1(mLO)12（2.33）

从上式可以观察到DC电流与激光器的偏置电流直接相关。上变频信号的SNR是：

SNRQBL(2BTffLfib(12J0(mLO))J1(mLO))2cos22(LO)2MZ24KTf2iDCF,QBRINf2q(iDC,QBidark)fRL(2BTffLfibJ12(mLO))2RL4KTf2iDCRINf2q(ii)fF,QBDC,QBdarkRLRLSNRMiTB

(2.3.4)

由式2.34，SNR在改变本振调制和数据功率时计算得到，绘于图2.6中。

图2.6（a）上变频信号的SNR与调制指数的关系 （b）上变频信号的SNR与激光器调制数据电流的关系

从图2.6（a）可以得到这样的结论：对于QB的情况，本振电压和调制器的

V之比应为

0.5左右。从图2.6（b）可以注意到：只要数据调制不增加非线性效应，上变频信号的SNR会随基带信号消光比的增加而增加。对于MiTB情况，主要可以得到：在最佳的调制指数时，即使从QB情况下产生的DC光电流比MiTB情况下的高，产生信号的SNR比QB情况下低5dB。MiTB具有两倍频的优势，但是较QB情况，它的SNR较差。

2.2.2 使用EAM上变频

由于EAM许多的优势，比如：低驱动电压、更高的带宽，所以使用EAM实现RF上变频受到了许多青睐。因为EAM是基于电吸收，所以只可以实现光功率的强度调制，因此只可能产生DSB调制。假设从DML生成的一个基带光信号在EAM中使用一个本振信号

V(t)VvVmsin(LOt)被上变频到RF频率，根据式2.15，其输出可以表示为：

Eout2LEAM[PI(t)]T(V(t))expj(tL)2.35

这里

1j(LE)1jE22，。由式2.36，EAM转移函数T(V(t))可以表示为

Vb附近的泰勒级数：

EAM偏置电压

1dnT(V)nT(V(t))(V(t)V)bnn！n0dVVVb2.36

使用泰勒级数扩展：

T(V(t))exp(KL(VV0)c)，EAM的输出可以写为：

Eout2LEAM[PI(t)]T(Vb)1KLc(VbV0)c1VmsinLOtexpj(tL)上述具有小信号调制（



2.37）的RF和DC光电流是：

VmVbiRF2LEAMKLc(VbV0)c1T(Vb)[PI(t)]Vmsin(LOt)iDC2LEAMPTVb2.38

根据[96]，由式2.38可以注意到EAM的啁啾不会影响一阶信号。与基于MZM的上变频相似，使用EAM上变频的信号的SNR也通过计算偏压和调制指数获得，如图2.7所示。

图2.7（a）在不同调制指数下，上变频信号的SNR与EAM反向偏置电压的关系 （b）与调制指数的关系

根据图2.7描绘的结果，可以观察到：为了达到最佳性能，EAM的偏置电压应该在2-3V附近，这取决于EAM器件参数。通过增加调制指数，SNR也会增加。但是在实际应用情况下，更高的调制指数会损坏器件或者产生谐波失真，这将在接下来的章节中讨论。

2.3 ROF上行链路

之前的章节描述了宽带无线链路的上变频技术，在RoF下行链路中，无线信号可以在集中在CS处生成，然后传输到一个BS的一个简单天线上。在远端天线BS，接收机天线接收到的上无线路信号应该被传输到CS来完成整个链路。一种方法是在BS处解调无线信号并且传输基带信号到CS。这一方式需要基站有RF解调器，这将使BS的配置复杂化。通过在BS处简单地把无线信号调制到光载波上并且传输到CS处即可把RoF链路用于上行传输。

几种已经实现的RoF上行链路的呈现旨在简化BS。其中一些链路涉及重复使用从CS处发出的下行链路的光载波[97]，或者使用例如电吸收收发器的新型设备，使得光电二极管用于下行链路而上行链路用EAM[98]。RoF上行链路主要之一是由光纤色散引入的RF功率衰减，许多用于缓解该问题的技术已经被提出，包括将射频信号转换到

较低的中频信号[99],[100]。RoF上行链路的另一个是调制器、光纤、光电二极管产生的失真。因为射频信号的宽带特性，交调失真会极大地影响链路性能。

2.3.1 光电下变频（PHOTONICS DOWN-CONVERSION）

光电下变频是将无线信号转换到光信号的过程，主要使用外调制器，然后解调，如图2.8所示。假定无线信号的形式为VRF(t)I(t)sin(RF(t)RF(t))，它包含一个调幅信号I(t)和一个调相信号RF(t)。在一个具有有限消光比的MZM中，将这个无线信号调制到光载波，然后在SMF上传输，在CS处光信号可以表示为：

Eout2PTff[J0(mRFexpj(0t0))J1(mRFexpj(0t0RF(t)RF(t)))]上述等式包含一个频率为

2.39

0未调制光载波以及两个中心频率在0RF处的边带，它

们包含原始无线信号的调幅和调相信号。从边带上可以看出色散增大了相移，这在光电探测器中混频时将加大RF功率衰减。这个射频功率衰减是RoF上行链路的因素，所以许多技术被提出来减轻这个影响。

2.3.2 谐波失真

RoF链路组件的非线性在许多应用尤其是在多载波信号传输中会使信号失真。这些器件的非线性传输函数产生基阶分量的谐波，而基次谐波的互调产物将损害信号的质量。谐波的功率随着射频功率的增加速度比基波频率快，当谐波超过噪声容限，失真就会了信号的质量。器件的非线性特性通过使用双音分析实现，这里采用了两个以小于八度分隔的载波并测量了互调产物。决定了系统性能的最主要的互调产物是二阶交调（IMD2）和三阶交调（IMD3），而且带内产生的(2f1f2,2f2f1)的互调产物是需要避免的。

图2.8 不同RoF上行链路方案

(a) 从BS到CS传输基带信号 (b) 直接传输射频信号 (c) 传输射频信号到CS，然后转换到中频信号

图2.9（a）QB情况下，MZM中通过改变调制指数生成的交调失真 （b）QB情况下，EAM通过改变偏置电压生成交调失真。图例：（——基本, - - -二阶，-·-三阶，…噪声。）

使用两个参数来衡量交调失真，交调点（intercept point，IP）（IP2，IP3）以及无杂散动态范围（spurious free dynamic range，SFDR）。交调点的测量通过推算基波和谐波分量，外推线的插值就是交调点。SFDR是在噪声水平的基本分量与失真产物之比。链路的SFDR决定了链路不引入交调失真的动态范围。RoF使用的器件如：电光调制器、光纤、光电二极管都对链路中的信号产生失真。光调制器的非线性是谐波失真的主要来源，它直接取决于调制射频信号的功率。调制器的交调失真主要取决于调制指数以及偏置点，不同的MZM和EAM产生的互调产物的结果如图2.9所示。从图2.9（a）可以观察到：当MZM偏置在正交点，主要的谐波分量是二次谐波，这从2.28式可以得到证明。一般当MZM被偏置到正交点时，二次（偶次谐波）被降至最低，但是在MiTB情形中，三次谐波被降至最低。而对于EAM，偏置电压影响谐波的产生，这样偏置电压就可以被选择为抑制二次或三次谐波分量。

2.3.3 包络检波器（论文A）

无线信号的解调通常涉及外差技术，即将接收信号与相位锁定的本振信号混频来解调无线信号。最近在120GHz频段具有简单ASK调制格式无线链路得到了许多追捧[65]，包络检波器被用于解调这些ASK无线信号，而且只检测包络或者幅度调制。当使用电包络检波器时，需要后接电光转换以传输ASK信号到CS。另一方面，光包络检波器通过

集成包络检波器和电光转换可以简化BS的配置。光包络检波器另一个附加的优点是被检测信号是光基带信号，它可以直接耦合进光网络而不需要对于RoF的兼容性。人们已经提出许多包络检波技术，包括使用基带光电探测器，或者使用增益饱和的分布反馈式激光器（Distributed Feed Back Laser，DFBL）结合EAM。

在论文A中，一个新型光包络探测技术如图2.8所示。光包络探测涉及三个主要步骤：1. 将无线ASK信号转换到光域。这是由使用典型的MZM结合光源来实现的。2. 半波整流，因为所有的射频信号是全波的。半波整流通过偏置在如图2.10所示的MiTB情况下的MZM实现。3. 对半波整流后的光信号的包络检测，它简单易实现，使用一个典型的光带通滤波器滤除边带即可，此时的输出就是一个光ASK信号。整个操作、、过程只需要一个MZM和光带通滤波器就能实现，这对于BS来说是十分简单的配置。为了衡量包络检波后信号的质量，使用光预放大（pre-amplified）接收机来测量BER。结果显示了一个很好的性能：当接收机BER为10-9时，其灵敏度为-27dBm。

图2.10 光包络检测技术图解以及包络检测器的实验搭建

2.4 结论

在本章中，表述了RoF链路基本的构建模块。显见，RoF技术具有产生、传输、探测无线信号的潜力。激光器电流的直接调制为RoF链路提供了一个良好的基带信号调制方法。低消光比（约8-10dB）、啁啾是DFB（DSB？）调制的一些因素。数据调制的消光比直接影响了被上变频RF信号的SNR。

光调制器是实现高质量基带信号上变频的一个不错的选择，而且像MZM这样的光调制器可以用于产生高阶谐波，这样可以使用较低频率的本振信号来实现上变频到较高频率。使用MZM上变频可以通过两种偏置情况实现：QB和MiTB，MiTB提供了两倍频的可行性，但是较QB其SNR要低约5dB。EAM是另一种上变频候选器件，它较MZM需要低驱动电压，但是插入损耗通常较高。

RoF上变频中，强度调制和直接检测技术的性质产生了残留的DC光电流，它将信号的性能。DC光电流使得激光器的相对强度噪声成为主要的噪声源，因此具有较低RIN系数的光源应该纳入考虑。另一个IM/DD RoF链路的劣势是不需要的本振频率的峰值功率，它将使天线站点内的射频放大器功率饱和。这一不需要的本振峰值取决于数据调制，在接近完美的100%调制指数下，本振峰值比数据的还要高3dB，而且调制指数减少10%时，将增加约3dB的本振峰值功率。这样，接近100%时的数据调制对减少不需要的本振峰值功率是相当关键的。

本章研究了RoF上行链路外调制器的使用。据观察，当射频信号以DSB调制到光载波上时，射频信号的相位和幅度表现在其边带上。这一性质帮助在一个典型RoF链路中减轻光纤色散引入的射频功率衰减。此外，另一个RoF上行链路的因素是由各种器件引入的谐波失真，这将主要影响一个宽带无线信号。作为一个RoF链路的例子，本论文提出了一种色散容忍的光包络检波器结构。这一技术的主要优势是简单，因为只需要一个MZM和一个光带通滤波器。利用这个被提出的技术测量接收机的灵敏度大约是-27dBm，这表明它是一个十分敏感的探测技术。