一种不对称半桥反激变换器及其驱动控制方法[发明专利]

(12)发明专利申请

(10)申请公布号 CN 106505865 A(43)申请公布日 2017.03.15

(21)申请号 201611020728.6(22)申请日 2016.11.21

(71)申请人 广州金升阳科技有限公司

地址 510663 广东省广州市广州开发区科

学城科学大道科汇发展中心科汇一街5号(72)发明人 唐盛斌　金若愚　郑仁闪　(51)Int.Cl.

H02M 3/335(2006.01)

权利要求书3页 说明书18页 附图12页

CN 106505865 A(54)发明名称

一种不对称半桥反激变换器及其驱动控制方法

(57)摘要

本发明提供了一种不对称半桥反激变换器及其驱动控制方法，通过负载检测电路检测不对

将其与设定的负称半桥反激变换器的负载信号，

载点进行比较，并将比较结果形成反馈信号同时输出给驱动控制模块和主控制芯片；主控制芯片输出PWM信号给驱动电路，驱动电路输出两路信号，即主开关管驱动信号和驱动电压信号，主开关管驱动信号驱动主开关管的开通和关断，驱动电压信号输入到驱动控制模块；驱动控制模块接收到驱动电压信号和反馈信号后，输出第一驱动信号或第二驱动信号来控制箝位开关管的导通和关断。本发明控制方法和控制电路简单可靠、易实现，可以解决不对称半桥反激变换器在输出轻负载和空载时损耗大的问题，提高轻负载效率。

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1.一种不对称半桥反激变换器的驱动控制方法，其特征在于：判断不对称半桥反激变换器的负载信号是否低于设定的负载点；如果是，则通过驱动控制模块减小嵌位开关管在每个开关周期内的导通时间，并控制箝位开关管的导通时间随不对称半桥反激变换器的输出负载的减轻而减小，并随不对称半桥反激变换器的输出负载的增加而增大，使得主开关管的导通时间也随着不对称半桥反激变换器的输出负载的减轻而减小，并随不对称半桥反激变换器的输出负载的增加而增大；使主开关管和箝位开关管工作在非互补工作模式，所述的非互补是指主开关管和嵌位开关管的驱动电压信号的占空比之和不等于1；

如果不是，则通过驱动控制模块，使主开关管和箝位开关管工作于互补工作模式，所述的互补是指主开关管和嵌位开关管的驱动电压信号的占空比之和等于1。

2.根据权利要求1所述的一种不对称半桥反激变换器的驱动控制方法，其特征在于：当检测到不对称半桥反激变换器的负载信号低于设定的负载点时，降低不对称半桥反激变换器的工作频率。

3.根据权利要求2所述的一种不对称半桥反激变换器的驱动控制方法，其特征在于：可以通过外围电路降低主控制芯片的工作频率，进而降低不对称半桥反激变换器的工作频率。

4.一种不对称半桥反激变换器，使用了上述驱动控制方法，包括反激电路，所述的反激电路包括主开关管和箝位开关管，其特征在于：所述的不对称半桥反激变换器还包括检测控制电路，所述的检测控制电路包括主控制芯片、驱动电路、驱动控制模块和负载检测电路；负载检测电路检测不对称半桥反激变换器的输出负载，比较不对称半桥反激变换器的输出负载信号是否低于设定的负载点，并将比较结果形成反馈信号同时输出给驱动控制模块和主控制芯片；主控制芯片输出PWM信号给驱动电路，驱动电路输出两路信号，即主开关管驱动信号和驱动电压信号，主开关管驱动信号驱动主开关管的开通和关断，驱动电压信号输入到驱动控制模块；驱动控制模块接收到驱动电压信号和反馈信号后，输出第一驱动信号或第二驱动信号来控制箝位开关管的导通和关断。

5.根据权利要求4所述的一种不对称半桥反激变换器，其特征在于：所述的主控制芯片包括VCC脚、PWM信号输出引脚、主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚和GND脚；VCC脚用于连接供电电源，GND脚接输入地，PWM信号输出引脚用于输出PWM信号，主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚连接负载检测电路的输出端的反馈信号；

所述的驱动电路包括输入端、第一输出端和第二输出端，驱动电路的作用是：输入端接收到PWM信号后，经过转换，分别通过第一输出端和第二输出端输出主开关管驱动信号和驱动电压信号，所述的主开关管驱动信号与所述的PWM信号完全相同，所述的驱动电压信号与PWM信号互补；

所述的驱动控制模块包括第一比较器、第二比较器、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电容、第一MOS管；第一电阻的第一引脚连接驱动电路的第二输出端，第一电阻的第二引脚连接第一电容的第一引脚，第一电容的第二引脚连接输入地；第一电容的第一引脚同时还连接第一二极管的阳极、第二电阻的第一引脚和第一比较器的同向输入端；第一二极管的阴极连接驱动电路的第二输出端；第二电阻的第二引脚连接第二二极管的阴极，第二二极管的阳极连接第一比较器的输出端；

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同时，第一比较器的输出端还连接第一MOS管的栅极，第一MOS管的源极连接输入地，第一MOS管的漏连接第三电阻的第一引脚，同时还连接第四二极管的阳极；第三电阻的第二引脚连接第四二极管的阴极，同时还连接至驱动电路的第二输出端；第二比较器的反向输入端连接主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚，第二比较器的同相输入端连接基准电压；第一比较器的反向输入端还连接到第二比较器的反向输入端，第一比较器的输出端连接第三二极管的阳极，第三二极管的阴极连接至第二比较器的输出端；第一MOS管的漏极作为驱动控制模块的输出端，根据第一比较器的输出端的控制电压信号输出第一驱动信号和第二驱动信号，驱动箝位开关管的开通和关断。

6.根据权利要求4所述的一种不对称半桥反激变换器，其特征在于：所述的驱动控制模块包括第一限流电阻、第二限流电阻、第一三极管、第一稳压二极管、第一充电二极管、第一二极管、第二二极管、第一比较器、第二电阻、第三电阻和第四二极管；所述的第一限流电阻的第一引脚、第二限流电阻的第一引脚、第一二极管的阴极同时连接至驱动电路的第二输出端，第一限流电阻的第二引脚连接第一三极管的基极和第一稳压二极管的阴极，第一稳压二极管的阳极接输入地；第二限流电阻的第二引脚连接第一三极管的集电极；第一三极管的发射极连接第一充电二极管的阳极，第一充电二极管的阴极连接第一电容的第一引脚，第一电容的第二引脚连接输入地；第一电容的第一引脚还连接第一二极管的阳极、第一比较器的同向输入端和第二电阻的第一引脚，第二电阻的第二引脚连接第二二极管的阴极，第二二极管的阳极连接第一比较器的输出端；第一比较器的输出端还连接至第一MOS管的栅极，第一MOS管的源极连接输入地，第一MOS管的漏极连接第三电阻的第一引脚和第四二极管的阳极；第三电阻的第二引脚与第四二极管的阴极连接至驱动电路的第二输出端；第一比较器的反向输入端连接主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚；第一MOS管的漏极作为驱动控制模块的输出端，根据第一比较器输出的信号输出第一驱动信号或第二驱动信号，驱动箝位开关管的导通与关断。

7.根据权利要求4所述的一种不对称半桥反激变换器，其特征在于：所述的驱动控制模块包括第一比较器，第二比较器，第五二极管，第二电容和第四电阻构成微分电路，第五电阻、第二电阻和第二二极管构成正反馈电路，第四限流电阻、第五限流电阻和第三三极管构成电平转换电路；第四限流电阻的第一引脚连接主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚和第二比较器的反向输入端，第四限流电阻的第二引脚连接第三三极管的基极；第二比较器的同向输入端连接参考电压，第二比较器的输出端连接第五二极管的阴极；第三三极管的发射极接输入地，第三三极管的集电极同时连接第五限流电阻的第二引脚、第五二极管的阳极和第一比较器的反向输入端；第五限流电阻的第一引脚连接供电电源VCC；第二电容的第一引脚连接驱动电路的第二输出端，第二电容的第二引脚连接第四电阻的第一引脚和第五电阻的第一引脚；第四电阻的第二引脚接输入地；第五电阻的第二引脚连接第二电阻的第一引脚和第一比较器的同向输入端；第二电阻的第二引脚连接第二二极管的阴极，第二二极管的阳极连接第一比较器的输出端，第一比较器的输出端作为驱动控制模块的输出端，输出第一驱动信号或第二驱动信号驱动箝位开关管的开通和关断。

8.根据权利要求5所述的一种不对称半桥反激变换器，其特征在于：所述的第二比较器用一个三极管控制电路替换，所述的三极管控制电路包括第一分压电阻、第二分压电阻、第二三极管和第三限流电阻；第一分压电阻的第一引脚连接主控制芯片内部的误差比较放大

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器的输出引脚，第一分压电阻的第二引脚同时连接第二分压电阻的第二引脚和第二三极管的基极，第二分压电阻的第一引脚与第二三极管的发射极共同接输入地，第二三极管的集电极连接第三限流电阻的第二引脚和第三二极管的阴极，第三限流电阻的第一引脚接供电电源VCC。

9.根据权利要求6所述一种不对称半桥反激变换器，其特征在于：所述的驱动控制模块的输出端与箝位开关管之间增加一个驱动IC，所述的驱动IC的输入端连接所述的驱动控制模块的输出端，所述的驱动IC的输出端连接箝位开关管的栅极，以驱动箝位开关管的导通与关断，所述的驱动IC的输出电压根据所述的驱动控制模块的输出端的输出电压的变化而变化，可以更加快速的驱动箝位开关管，增强整个检测控制电路的驱动能力。

10.根据权利要求8所述一种不对称半桥反激变换器，其特征在于：所述的驱动控制模块的输出端与箝位开关管之间增加一个驱动IC，所述的驱动IC的输入端连接所述的驱动控制模块的输出端，所述的驱动IC的输出端连接箝位开关管的栅极，以驱动箝位开关管的导通与关断，所述的驱动IC的输出电压根据所述的驱动控制模块的输出端的输出电压的变化而变化，可以更加快速的驱动箝位开关管，增强整个检测控制电路的驱动能力。

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一种不对称半桥反激变换器及其驱动控制方法

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技术领域[0001]本发明涉及一种不对称半桥反激变换器及其驱动控制方法。

背景技术[0002]随着电力电子领域的迅猛发展，开关变换器的应用越来越广泛，特别是人们对高功率密度、高可靠性和小体积的开关变换器提出了更多的要求。一般传统的小功率开关变换器采用反激拓扑实现，其具有结构简单、成本低廉等优点；但是普通反激拓扑是硬开关，而且不能回收漏感能量，因此了中小功率变换器的效率和体积。为了满足功率变换器小型化、轻量化、模块化的发展趋势，软开关技术已成为电力电子技术的热点之一。“软开关”是指零电压开关或零电流开关，它是利用谐振原理，使开关变换器的开关管电压(或电流)按正弦(或准正弦)规律变化，当电压过零时，使器件开通(或电流自然过零时，使器件关断)，实现开关损耗为零，从而提高变换器的效率和开关频率，减小变压器、电感的体积。虽然，软开关技术能够实现功率变换器的小型化、模块化等，但是，很多电路如LLC，电路变得非常复杂，使得中小功率的变换器的成本增加，往往不利于商业竞争。而不对称半桥电路在和普通反激电路的器件数量和复杂度比较接近的条件下能够实现两个开关管的零电压开通，回收漏感能量，并且容易实现自驱动同步整流，在有效提升效率的同时减小变压器体积，成为一个比较好的应用方案。[0003]目前常规的不对称半桥反激变换器的电路图如图1-1和1-2所示，其中图1-1中上管QH为主开关管，下管QL为箝位开关管；图1-2中上管QH为箝位开关管，下管QL为主开关管，两种电路工作原理基本相同，只是绕组位置不同而已。[0004]以图1-1为例，其稳态的工作波形如图2-1所示，VgsH和VgsL分别为上管QH和下管QL的驱动电压信号波形；Ic是流过谐振电容Cr的电流波形，同时也是流经变压器原边绕组的电流波形；ILm为流经激磁电感Lm的激磁电流波形，除了虚线部分以外，激磁电流波形和谐振电容的电流波形是一致重合的；VdsH和VdsL分别为上管QH和下管QL的漏极到源极的电压信号波形。假设主管QH的驱动信号VgsH的占空比为D，则箝位管QL的驱动信号VgsL的占空比为(1-D)，为避免主管QH和箝位管QL共通，需要留有一定的死区时间；开关周期为Ts；变压器的原边绕组可等效为漏感Lr和激磁电感Lm两部分。[0005]这种控制方式因上下开关管的驱动电压信号是互补的，即若上开关管(或称为上管)驱动电压信号VgsH的占空比为D，则下开关管(或称为下管)驱动电压信号VgsL的占空比为(1-D)，其中上管驱动电压信号VgsH的占空比D等于上管的导通时间与开关周期Ts之比，变压器激磁电流ILm是一个连续的波形；又由于上管的占空比D不随着负载大小的变化而变化，而变换器在轻负载和空载时，变压器只需传递很少的能量至输出端即可实现输出电压的稳定，但轻载时下管的导通时间与满载时的导通时间相比几乎不变，则谐振电容Cr在下管整个导通时间内对变压器去磁，这个去磁过程可等效为一个假负载在持续消耗激磁能量，因此在轻载和空载时变压器原边峰值电流仍然会很大，大量的能量在谐振回路中被消耗，导致变换器在轻负载时的损耗大大增加，大大降低了轻载效率并增加了空载功耗。本文

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所述的轻载(或轻负载)是指50％以下的负载；本文所述的空载功耗是指变换器的输出端空载时其输入端的功耗。[0006]现有的另一种控制方法针对上述控制方式进行了改进：仍以图1-1所示的电路为例，当不对称半桥反激变换器的输出负载较重时，控制不对称半桥反激变换器进入互补工作模式，这种互补工作模式是由两个互补的第一驱动信号和第二驱动信号控制主开关管(或主管)和箝位开关管(或箝位管)的工作模式，即第一驱动信号驱动主开关管的占空比为值D，则第二驱动信号驱动箝位开关管的占空比为值(1-D)，这种互补工作模式的稳态工作波形如图2-1所示；当不对称半桥反激变换器的输出负载较轻时，则控制不对称半桥反激变换器进入非互补工作模式，此种非互补工作模式是由两个非互补的第三驱动信号和第四驱动信号控制主开关管和箝位开关管的工作模式，即第三驱动信号以一固定脉宽信号驱动箝位开关管的关断，第四驱动信号以延时一个第三驱动信号的固定脉宽和一个死区时间的时长后产生的固定脉宽信号驱动主开关管的关断，在主开关管关断且箝位开关管未开启之前，变压器的漏感及激磁电感的能量经箝位开关管和主开关管的体二极管或结电容形成漏感谐振回路和变压器谐振回路，直至箝位开关管再次开启，谐振结束，再重新开始新的周期，这种非互补工作模式的稳态工作波形如图2-2所示，现有的这种控制方法可在一定程度上降低部分空载功耗和提高轻负载效率，但存在如下问题：(1)因主开关管导通过程中变压器激磁和储能，箝位开关管导通过程中变压器向副边传输能量，而轻负载时，主开关管和箝位开关管的导通时间都固定不变，主开关管的占空比是一个固定值，那么当输入电压或输出负载变化时，变换器的输出电压会随之变化甚至无法实现稳压。例如，若输入电压升高，则变压器原边激磁电流增大，变压器储能增加；则箝位开关管导通过程中，若要维持伏秒平衡，变压器向副边传输的能量必然增多，导致输出电压升高；(2)轻负载时，主开关管关断后变压器原边激磁电感Lm被变压器副边折射到原边的电压(NVo)箝位，在主开关管关断的很长一段时间内箝位开关管仍未开通，则变压器原边漏感Lr、谐振电容Cr会通过箝位开关管QL的体二极管进行谐振，如图2-2中t1～t2时间段所示，谐振能量在箝位开关管QL的体二极管中消耗，导致损耗增加、效率降低；(3)变换器输出轻载时，主开关管关断而箝位开关管也还未导通的很长一段时间内，因变压器原边漏感Lr会与谐振电容Cr或者与上下两只开关管的结电容进行谐振，导致激磁电流ILm与谐振电流Ic并不相等，从而导致副边二极管长时间导通，如图2-2中t1～t3时间段所示，能量在副边二极管中消耗，使得轻载损耗增加；(4)变换器输出负载更轻或者空载时，主开关管关断而箝位开关管也还未导通的很长一段时间内，变压器原边激磁电流ILm下降，导致变压器原边漏感Lr和谐振电容Cr通过箝位开关管QL的体二极管或者主开关管QH的体二极管进行循环谐振，能量在上下两只开关管的体二极管中消耗，使得空载功耗仍然较大。[0007]所以，针对上述不对称半桥反激变换器及其控制方法存在的明显缺点，本专利发明人对不对称半桥反激变换器进行深入分析，本发明由此产生。发明内容[0008]有鉴于此，本发明要解决上述不对称半桥反激变换器在输出轻负载和空载时损耗大的问题，提供一种降低不对称半桥反激变换器在输出轻负载和空载时的损耗的驱动控制方法和不对称半桥反激变换器，该不对称半桥反激变换器电路结构简单，空载时输出电压

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纹波小，容易实现与实用化。[0009]本发明的第一个目的，是提供一种不对称半桥反激变换器的驱动控制方法，包括如下步骤：[0010]判断不对称半桥反激变换器的负载信号是否低于设定的负载点；[0011]如果是，则通过驱动控制模块减小嵌位开关管在每个开关周期内的导通时间，并控制箝位开关管的导通时间随不对称半桥反激变换器的输出负载的减轻而减小，并随不对称半桥反激变换器的输出负载的增加而增大，使得主开关管的导通时间也随着不对称半桥反激变换器的输出负载的减轻而减小，并随不对称半桥反激变换器的输出负载的增加而增大；使主开关管和箝位开关管工作在非互补工作模式，所述的非互补是指主开关管和嵌位开关管的驱动电压信号的占空比之和不等于1；[0012]如果不是，则通过驱动控制模块，使主开关管和箝位开关管工作于互补工作模式，所述的互补是指主开关管和嵌位开关管的驱动电压信号的占空比之和等于1。[0013]本文所指的两路信号互补：是指两路信号的占空比之和等于1；两路信号不互补：是指两路信号的占空比之和不等于1，以下文中如果提到互补或非互补，不再单独解释。[0014]电路的自我反馈调节作用的原理是：在轻负载时，检测到不对称半桥反激变换器的输出负载低于设定的负载点时，减小箝位开关管在每个开关周期内的导通时间，并且控制箝位开关管的导通时间随不对称半桥反激变换器输出负载的减轻而减小，随不对称半桥反激变换器输出负载的增加而增大；在此种轻负载模式下，因不对称半桥反激变换器只需要传递很少的能量到输出端即可稳定输出电压，箝位开关管的导通时间减小后，变换器用于稳定输出电压所需传递的能量不变，但谐振电容Cr对变压器的去磁时间大幅降低，谐振电容Cr消耗的激磁能量也大幅降低，因此功率电路所需的激磁能量就减少，主开关管激磁时间减小，即主开关管的导通时间减小；当不对称半桥反激变换器的输出负载增加时，箝位开关管的导通时间增大，谐振电容Cr对变压器的去磁时间增加，为维持输出电压的稳定，变压器的激磁能量和激磁时间也必然增加，则主开关管的导通时间增大。所以，在轻负载时不对称半桥反激变换器的主开关管的导通时间也随着不对称半桥反激变换器的输出负载的增加而增大，并随不对称半桥反激变换器的输出负载的减轻而减小。如此，则当不对称半桥反激变换器工作于轻负载时，主开关管和箝位开关管的导通时间都较小且工作于非互补模式，防止能量在谐振回路中被消耗，以降低不对称半桥反激变换器在轻负载和空载时的损耗。[0015]本发明所述的控制方法的另一种改进思路为：当检测到不对称半桥反激变换器工作于轻载时(即当不对称半桥反激变换器的输出负载低于设定的负载点时)，在减小箝位开关管在每个开关周期内的导通时间的同时，降低不对称半桥反激变换器的工作频率，以进一步降低不对称半桥反激变换器在轻负载和空载时的损耗。原理为：轻载时，减小箝位开关管的导通时间TwL可有效降低不对称半桥反激变换器的损耗，并且，TwL越小，变换器的损耗越小；但箝位开关管的导通时间TwL不可能无限小，TwL一旦到达极限值，电路损耗也到达极限值，此时，通过降低变换器的工作频率，可减小变压器原边激磁电流的峰值和有效值，并可减小变压器磁芯的工作磁通密度，这就使得变压器的铜损和磁损、开关管的开关损耗和驱动损耗都进一步降低，从而进一步提高不对称半桥反激变换器的轻载效率和降低空载功耗。

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优选的，降低不对称半桥反激变换器的工作频率的方法为，主控制芯片使用具有

轻载时降低工作频率的功能的IC。[0017]优选的，降低不对称半桥反激变换器的工作频率的方法为，通过外围电路检测负载的变化从而降低主控制芯片的工作频率。[0018]本发明的第二个目的，是提供一种能够降低轻载和空载时的损耗的不对称半桥反激变换器，所述的不对称半桥反激变换器包括反激电路，所述的反激电路包括主开关管和箝位开关管，其特征在于：所述的不对称半桥反激变换器还包括检测控制电路，所述的检测控制电路包括主控制芯片、驱动电路、驱动控制模块和负载检测电路；负载检测电路检测不对称半桥反激变换器的输出负载，比较不对称半桥反激变换器的输出负载信号是否低于设定的负载点，并将反馈信号同时输出给驱动控制模块和主控制芯片；主控制芯片输出PWM信号给驱动电路，驱动电路输出两路信号，即主开关管驱动信号和驱动电压信号，主开关管驱动信号驱动主开关管的开通和关断，驱动电压信号输入到驱动控制模块；驱动控制模块接收到驱动电压信号和反馈信号后，输出第一驱动信号或第二驱动信号来控制箝位开关管的导通和关断。[0019]所述的主控制芯片包括VCC脚、PWM信号输出引脚、主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚和GND脚；VCC脚用于连接供电电源，GND脚接输入地，PWM信号输出引脚用于输出PWM信号，主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚连接负载检测电路的输出端的反馈信号。[0020]所述的驱动电路包括PWM输入引脚、第一输出引脚和第二输出引脚，驱动电路的作用是：PWM输入引脚接收到PWM信号后，经过转换，分别通过第一输出引脚和第二输出引脚输出主开关管驱动信号和驱动电压信号，所述的主开关管驱动信号与所述的PWM信号完全相同，所述的驱动电压信号与PWM信号互补。[0021]所述的驱动控制模块包括第一比较器、第二比较器、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电容、第一MOS管；第一电阻的第一引脚连接驱动电路的第二输出端，第一电阻的第二引脚连接第一电容的第一引脚，第一电容的第二引脚连接输入地；第一电容的第一引脚同时还连接第一二极管的阳极、第二电阻的第一引脚和第一比较器的同向输入端；第一二极管的阴极连接驱动电路的第二输出端；第二电阻的第二引脚连接第二二极管的阴极，第二二极管的阳极连接第一比较器的输出端；同时，第一比较器的输出端还连接第一MOS管的栅极，第一MOS管的源极连接输入地，第一MOS管的漏连接第三电阻的第一引脚，同时还连接第四二极管的阳极；第三电阻的第二引脚连接第四二极管的阴极，同时还连接至驱动电路的第二输出端；第二比较器的反向输入端连接主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚，第二比较器的同相输入端连接基准电压；第一比较器的反向输入端还连接到第二比较器的反向输入端，第一比较器的输出端连接第三二极管的阳极，第三二极管的阴极连接至第二比较器的输出端；第一MOS管的漏极作为驱动控制模块的输出端，根据第一比较器的输出端的控制电压信号输出第一驱动信号或第二驱动信号，以驱动箝位开关管的开通和关断。[0022]优选的，所述的驱动控制模块包括第一限流电阻、第二限流电阻、第一三极管、第一稳压二极管、第一充电二极管、第一二极管、第二二极管、第一比较器、第二电阻、第三电阻和第四二极管；所述的第一限流电阻的第一引脚、第二限流电阻的第一引脚、第一二极管

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的阴极同时连接至驱动电路的第二输出端，第一限流电阻的第二引脚连接第一三极管的基极和第一稳压二极管的阴极，第一稳压二极管的阳极接输入地；第二限流电阻的第二引脚连接第一三极管的集电极；第一三极管的发射极连接第一充电二极管的阳极，第一充电二极管的阴极连接第一电容的第一引脚，第一电容的第二引脚连接输入地；第一电容的第一引脚还连接第一二极管的阳极、第一比较器U1的同向输入端和第二电阻的第一引脚，第二电阻的第二引脚连接第二二极管的阴极，第二二极管的阳极连接第一比较器的输出端；同时，第一比较器的输出端还连接至第一MOS管的栅极，第一MOS管的源极连接输入地，第一MOS管的漏极连接第三电阻的第一引脚和第四二极管的阳极；第三电阻的第二引脚与第四二极管的阴极连接至驱动电路的第二输出端；第一比较器的反向输入端连接主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚；第一MOS管的漏极作为驱动控制模块的输出端，根据第一比较器输出的控制电压信号输出第一驱动信号或第二驱动信号，以驱动箝位开关管的导通与关断。[0023]优选的，所述的驱动控制模块包括第一比较器、第二比较器、第二电容、第四电阻、第五电阻、第二电阻、第二二极管、第四限流电阻、第五限流电阻、第三三极管和第五二极管，第二电容和第四电阻构成微分电路，第五电阻、第二电阻和第二二极管构成正反馈电路，第四限流电阻、第五限流电阻和第三三极管构成电平转换电路；第四限流电阻的第一引脚连接主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚和第二比较器的反向输入端，第四限流电阻的第二引脚连接第三三极管的基极；第二比较器的同向输入端连接参考电压，第二比较器的输出端连接第五二极管的阴极；第三三极管的发射极接输入地，第三三极管的集电极同时连接第五限流电阻的第二引脚、第五二极管的阳极和第一比较器的反向输入端；第五限流电阻的第一引脚连接供电电源VCC；第二电容的第一引脚连接驱动电路的第二输出端，第二电容的第二引脚连接第四电阻的第一引脚和第五电阻的第一引脚；第四电阻的第二引脚接输入地；第五电阻的第二引脚连接第二电阻的第一引脚和第一比较器的同向输入端；第二电阻的第二引脚连接第二二极管的阴极，第二二极管的阳极连接第一比较器的输出端，第一比较器的输出端作为驱动控制模块的输出端，输出第一驱动信号或第二驱动信号，以驱动箝位开关管的开通和关断。[0024]更进一步的，所述的第二比较器用一个三极管控制电路替换，所述的三极管控制电路包括第一分压电阻、第二分压电阻、第二三极管和第三限流电阻；主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚，第一分压电阻的第二引脚同时连接第二分压电阻的第二引脚和第二三极管的基极，第二分压电阻的第一引脚与第二三极管的发射极共同接输入地，第二三极管的集电极连接第三限流电阻的第二引脚，第二三极管的集电极还连接第三二极管的阴极或第五二极管的阴极，第三限流电阻的第一引脚接供电电源VCC。[0025]优选的，所述的驱动控制模块的输出端与箝位开关管之间增加一个驱动IC，所述的驱动IC的输入端连接所述的驱动控制模块的输出端，所述的驱动IC的输出端连接箝位开关管的栅极，以驱动箝位开关管的导通与关断，所述的驱动IC的输出电压根据所述的驱动控制模块的输出端的电压的变化而变化，可以更加快速的驱动箝位开关管，增强整个检测控制电路的驱动能力。[0026]所述的一种不对称半桥反激变换器的工作原理为：当所述的负载检测电路检测到所述的不对称半桥反激变换器的输出负载高于设定的负载点时，负载检测电路输出反馈信

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号到所述的驱动控制模块，使所述的驱动控制模块输出第一驱动信号VgsL1给到箝位开关管，以驱动箝位开关管的导通与关断，并使所述的第一驱动信号VgsL1与主开关管驱动信号VgsH互补；[0027]当所述的负载检测电路检测到所述的不对称半桥反激变换器的输出负载低于设定的负载点时，负载检测电路输出反馈信号到所述的驱动控制模块，使所述的驱动控制模块输出第二驱动信号VgsL2给到箝位开关管，以驱动箝位开关管的导通与关断，并使所述的第二驱动信号VgsL2与主开关管驱动信号VgsH非互补；并且，若所述不对称半桥反激变换器的输出负载减轻，则第二驱动信号VgsL2的脉冲宽度和占空比随之减小；若所述不对称半桥反激变换器的输出负载增加，则第二驱动信号VgsL2的脉冲宽度和占空比随之增大，即箝位开关管的导通时间随所述不对称半桥反激变换器的输出负载的减轻而减小，并随所述不对称半桥反激变换器的输出负载的增加而增大；相应的，主开关管的导通时间也随不对称半桥反激变换器的输出负载的减轻而减小，并随所述不对称半桥反激变换器的输出负载的增加而增大。[0028]与现有技术相比，本发明一种不对称半桥反激变换器及其驱动控制方法具有如下有益效果：[0029](1)降低了不对称半桥反激变换器的空载功耗，提高了轻负载效率；[0030](2)重负载的时候能够最大限度地利用变压器的磁芯传输能量，提高了不对称半桥反激变换器整机的效率；[0031](3)控制方法和控制电路简单可靠、易实现。附图说明[0032]图1-1为现有不对称半桥反激变换器的电路原理图(上管QH为主开关管，下管QL为箝位开关管)；[0033]图1-2为现有不对称半桥反激变换器的电路原理图(上管QH为箝位开关管，下管QL为主开关管)；[0034]图2-1为现有不对称半桥反激变换器的稳态工作波形(上管QH为主开关管，下管QL为箝位开关管)；[0035]图2-2为现有非互补工作模式不对称半桥反激变换器的稳态工作波形(上管QH为主开关管，下管QL为箝位开关管)；[0036]图3-1为本发明所述的一种不对称半桥反激变换器第一实施例的电路原理框图；[0037]图3-2为本发明所述的一种不对称半桥反激变换器第一实施例的电路原理图；[0038]图3-3为本发明所述的一种不对称半桥反激变换器第一实施例驱动控制模块中各关键节点的稳态工作波形；[0039]图3-4为本发明所述的一种不对称半桥反激变换器工作于非互补模式时的稳态工作波形；[0040]图4为该技术领用中比较器实际应用中的电路连接图；[0041]图5为本发明所述的一种不对称半桥反激变换器第二实施例的电路原理图；[0042]图6-1为本发明所述的一种不对称半桥反激变换器第三实施例的电路原理图；[0043]图6-2为本发明所述的一种不对称半桥反激变换器第四实施例的电路原理图；

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图6-3为本发明所述的一种不对称半桥反激变换器第五实施例的电路原理图；

[0045]图7-1为本发明所述的一种不对称半桥反激变换器第六实施例的电路原理图；[0046]图7-2为本发明所述的一种不对称半桥反激变换器第七实施例的电路原理图；[0047]图7-3为本发明所述的一种不对称半桥反激变换器第七实施例驱动控制模块中各关键节点的稳态工作波形。

具体实施方式[0048]为了更好地理解本发明，下面列举具体实施例加以说明。[0049]第一实施例[0050]图3-1示出了本发明第一实施例的不对称半桥反激变换器的电路原理框图，图3-2为本发明第一实施例的电路原理图。不对称半桥反激变换器包括反激电路和检测控制电路；反激电路包括原边电路和副边输出整流滤波电路。原边电路由滤波电容Cin、谐振电容Cr、主开关管QH、箝位开关管QL与变压器T的原边绕组连接而成，Lr为变压器T原边绕组的漏感；Cin的一端连接到输入正极Vin+，另一端连接到输入地GND(或输入负极)，主开关管QH的漏极连接Vin+，源极连接箝位开关管QL的漏极，QH的栅极连接主开关管驱动信号；QL的源极连接GND，QL的栅极连接检测控制电路输出的驱动信号；谐振电容Cr的一端连接到QH的源极和QL的漏极，Cr的另一端连接到变压器T的原边绕组的同名端，变压器原边绕组的异名端接GND；副边输出整流滤波电路由整流二极管D、滤波电容Cout连接而成；[0051]D的阳极连接变压器T副边绕组的异名端，D的阴极接变压器输出正极Vo+，变压器T副边绕组的同名端连接输出负极Vo-；滤波电容Cout的一端连接Vo+，另一端连接变压器副边输出负极Vo-；Vo+同时也是不对称半桥反激变换器的输出正极，Vo-同时也是不对称半桥反激变换器的输出负极。[0052]检测控制电路包括主控制芯片、驱动电路、负载检测电路、驱动控制模块；所述的主控制芯片采用IC LM5021，包括VCC脚、PWM信号输出引脚、主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚和GND脚；VCC为控制IC LM5021的供电引脚，Comp为IC LM5021内部误差比较放大器的输出端，反映变换器输出电压的变化，主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚电压Vcomp随不对称半桥反激变换器输出负载的增加而增大，并随不对称半桥反激变换器输出负载的减轻而减小；PWM信号输出引脚为IC LM5021驱动信号的输出引脚，该引脚输出PWM信号Vgs给到驱动电路。[0053]所述的驱动电路采用IC Si8234，LM5021的OUT端输出PWM信号Vgs给到Si8234的PWM引脚，通过IC Si8234内部电路转换，由VOA引脚(即第一输出引脚)和VOB引脚(即第二输出引脚)输出两路驱动信号，即主开关管驱动信号VgsH和驱动电压信号VgsL，其中，VgsH与PWM信号Vgs完全相同，而VgsL与PWM信号Vgs互补；主开关管驱动信号VgsH驱动主开关管QH，电压驱动信号VgsL通过驱动控制模块进行驱动电压控制转换以后，由N-MOS管的漏极输出第一驱动信号VgsL1或者第二驱动信号VgsL2用于以驱动箝位开关管QL。[0054]所述的驱动控制模块包括比较器U1、比较器U2、充电电阻R1、电阻R2、电阻Rd、放电二极管D1、二极管D2、二极管D3、放电二极管Dd、充电电容C1、N-MOS管Q1；驱动电压信号VgsL连接充电电阻R1的第一引脚，充电电阻R1的第二引脚连接充电电容C1的第一引脚，充电电容C1的第二引脚连接输入负极GND(即输入地)；充电电容C1的第一引脚还连接放电二极管

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D1的阳极，放电二极管D1的阴极连接电阻R1的第一引脚，同时还与驱动电压信号VgsL连接；充电电阻R1的第二引脚还连接比较器U1的同向输入端，比较器U1的同相输入端还连接电阻R2的第一引脚，电阻R2的第二引脚连接二极管D2的阴极，二极管D2的阳极连接比较器U1的输出端；同时，比较器U1的输出端还连接N-MOS管Q1的栅极，N-MOS管Q1的源极连接输入地，N-MOS管Q1的漏连接电阻Rd的第一引脚，同时还连接放电二极管Dd的阳极；电阻Rd的第二引脚连接放电二极管Dd的阴极，同时还连接至驱动电压信号VgsL；主控制芯片IC LM5021内部的误差比较放大器的输出引脚(即Comp)连接比较器U1的反向输入端，同时还连接比较器U2的反向输入端，与连接至比较器U2同相输入端的基准电压Vref进行比较，比较器U1的输出端通过一只二极管D3连接至比较器U2的输出端，其中，二极管D3的阳极连接比较器U1的输出端，二极管D3的阴极连接比较器U2的输出端；N-MOS管Q1的漏极根据比较器U1的输出端的控制电压信号输出第一驱动信号VgsL1或第二驱动信号VgsL2，并输出给箝位开关管QL，以驱动QL的导通与关断。[0055]所述的负载检测电路的输入端连接不对称半桥反激变换器的输出端，负载检测电路包括光耦OC1、采样电阻Rf1、采样电阻Rf2、电阻R21、电容C21、电阻R10、电容C10和可调稳压器TL431；Rf1的一端连接到不对称半桥反激变换器的输出正极Vo+，Rf1的另一端与Rf2的一端串联，Rf2的另一端接输出负极Vo-；R21的一端连接Vo+，R21的另一端连接到光耦OC1的第1引脚(即光耦OC1内部的发光二极管的阳极)，光耦OC1的第2引脚(即光耦OC1内部的发光二极管的阴极)连接到TL431的负极，光耦OC1的第3引脚(即光耦OC1内部的光敏三极管的发射极)接输入地GND和C10的一端，光耦的第4引脚(即光耦OC1内部的光敏三极管的集电极)输出反馈信号Vcomp到主控制芯片的Comp引脚和驱动控制模块的输入端；R10的一端连接光耦的第4引脚，另一端连接C10的另一端；TL431的可调端连接到Rf1和Rf2的串联节点，TL431的正极接Vo-；C21的一端连接TL431的负极，C21的另一端连接TL431的可调端。[0056]负载检测电路的作用是检测不对称半桥反激变换器的输出负载，并将负载信号与设定的负载点进行比较，并将比较结果形成反馈信号输出给驱动控制模块和主控制芯片。负载检测电路不局限于以上所述的连接关系，现有技术中任何一种能实现该功能的负载检测电路都可以。[0057]需要说明的是：一般，比较器都是集电极或漏极开路输出，在实际使用中，比较器除了需要正常供电和接地外，还需要在其输出端接一只上拉电阻至供电电源，用于给比较器内部的晶体管提供电压和电流回路以使比较器正常工作，并且连接上拉电阻可提高比较器输出带负载的能力，如图4所示，这是本领域的公知常识。本发明所有的附图中的比较器，都默认增加了供电和接地回路，并增加了上拉电阻，只是为了简化附图，没有画出来，不代表所有的比较器因没有供电和接地回路，或因没有通过上拉电阻连接供电电源而无法工作。[0058]本发明的控制方法是：[0059]负载检测电路检测不对称半桥反激变换器的输出负载是否低于设定的负载点；[0060]如果是，即不对称半桥反激变换器工作于轻载模式，则通过驱动控制模块，使主开关管QH和箝位开关管QL工作于互补工作模式，并控制箝位开关管QL的导通时间随不对称半桥反激变换器输出负载的减轻而减小，并随不对称半桥反激变换器输出负载的增加而增大；由于电路的自我反馈调节作用，使得主开关管QH的导通时间也随着不对称半桥反激变

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换器输出负载的减轻而减小，并随不对称半桥反激变换器输出负载的增加而增大；[0061]如果不是，即不对称半桥反激变换器工作于非轻载模式，则通过驱动控制模块，使主开关管QH和箝位开关管QL工作于互补工作模式。[0062]当所述的不对称半桥反激变换器的输出负载为轻载时，不对称半桥反激变换器工作于非互补工作模式，同时降低不对称半桥反激变换器的工作频率，以进一步降低不对称半桥反激变换器在轻载时的损耗；[0063]降低不对称半桥反激变换器的工作频率的方法为，主控制芯片使用具有轻载时降低工作频率的功能的IC；[00]降低不对称半桥反激变换器的工作频率的方法还可以为，通过外围电路检测负载的变化并调节控制IC的工作频率。[0065]本发明第一实施例的电路工作原理具体如下：[0066]设定基准电压Vref等于不对称半桥反激变换器工作于设定负载点时所对应的Comp脚的电压值，那么：[0067](1)当不对称半桥反激变换器的输出负载大于设定的负载点时，主控制IC的Comp脚电压Vcomp相对较高，即Vcomp＞Vref，则比较器U2输出低电平，比较器U1的输出端电压被箝位至二极管D3的导通压降VD3，一般VD3约为0.7V，则N-MOS管Q1保持关断，驱动电压信号VgsL通过电阻Rd和二极管Dd输出第一驱动信号VgsL1以驱动箝位开关管QL，VgsL1跟随驱动电压信号VgsL，并与主开关管驱动信号VgsH互补，则主开关管和箝位开关管工作于互补工作模式；二极管Dd的作用是，当VgsL由高电平转换为低电平时，使N-MOS管Q1的漏极电压(即第一驱动信号VgsL1)通过二极管Dd迅速泄放至零，以加快QL的关断，减小关断损耗；[0068](2)当不对称半桥反激变换器的输出负载小于设定的负载点时，主控制IC的Comp脚电压Vcomp相对较低，即Vcomp＜Vref，则比较器U2输出高电平，比较器U1和比较器U2使用相同的电压供电，无论比较器U1输出端的电压为高还是为低，二极管D3都因反偏而截止；此时，第二驱动信号VgsL通过充电电阻R1和放电二极管D1对电容C1充放电，并且电容C1两端的电压Vc1与IC LM5021第一引脚Comp脚的电压Vcomp进行比较，即当VgsL输出高电平时，通过电阻R1对电容C1充电，当C1两端的电压Vc1被充电至高于Vcomp时，比较器U1输出高电平，使N-MOS管Q1导通，N-MOS管的漏极输出低电平，便实现了QL的提前关断、其导通时间减小的目的；当VgsL由高电平转换为低电平时，电容C1两端的电压Vc1通过二极管D1迅速放电至零，而Vcomp始终都大于零，所以比较器U1输出低电平，N-MOS管Q1关断，N-MOS管Q1的漏极跟随VgsL输出低电平；当下一个开关周期到来，VgsL由低电平转换为高电平时，因电容C1的缓冲作用，Vc1仍小于Vcomp，比较器U1仍输出低电平，N-MOS管Q1仍处于关断状态，所以N-MOS管Q1的漏极电压跟随VgsL输出为高电平，一旦电容C1两端电压Vc1被充电至高于Vcomp，N-MOS管Q1就导通，使N-MOS管Q1的漏极电压被迅速拉低至接近于零，即实现了QL的提前关断。而在这种轻载模式下，因电路的自我反馈调节作用，QH的导通时间必然会随QL的导通时间的减小而减小，并且QH关断后经过一个纳秒级的死区时间后，QL立即开通，这样便使不对称半桥反激变换器在轻负载时进入非互补工作模式，此时N-MOS管Q1的漏极电压信号即为第二驱动信号VgsL2；此外，当不对称半桥反激变换器的输出负载变化时，控制IC的Comp脚电压Vcomp也会随之变化，当不对称半桥反激变换器的输出负载增加时，Vcomp升高，电容C1两端的电压需要被充电至更高的电压才能使比较器U1输出高电平以使N-MOS管Q1导通，比较

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器U1输出高电平的时间减小，则N-MOS管Q1的漏极输出高电平的时间增加，第二驱动信号VgsL2的高电平持续时间增加，即QL的导通时间增加；反之，当不对称半桥反激变换器的输出负载减轻时，Vcomp降低，电容C1两端的电压只需要被充电至更低的电压就能使比较器U1输出高电平以使N-MOS管Q1导通，比较器U1输出高电平的时间增加，则N-MOS管Q1的漏极输出高电平的时间减少，第二驱动信号VgsL2的高电平持续时间减少，即QL的导通时间减小；这样便实现了轻负载时不对称半桥反激变换器中箝位开关管QL的导通时间减小，并随不对称半桥反激变换器输出负载的增加而增大，并随不对称半桥反激变换器输出负载的减轻而减小。[0069]本发明第一实施例中电路各关键节点的逻辑信号波形如图3-3所示，其中，VgsL为ICSi8234的VOB引脚输出的驱动电压信号，当不对称半桥反激变换器工作于互补工作模式时，第一驱动信号VgsL1与驱动电压信号VgsL完全一致，并与主开关管驱动信号VgsH互补；Vc1为电容C1两端的电压，Vcomp为主控制IC Comp端的电压，Vu1为比较器U1输出端的电压(也是N-MOS管Q1的栅极电压)。[0070]图3-4为本发明第一实施例中不对称半桥反激变换器工作于非互补模式时的稳态工作波形，其中，ILm为变压器原边激磁电感的电流，Ic为流经谐振电容Cr的电流(也称为谐振电流)，同时也是流经变压器原边漏感Lr的电流；ILm的波形除虚线部分外，其余部分与谐振电流Ic的波形完全重合；VdsH为QH的漏极与源极之间的电压，VdsL为QL的漏极与源极之间的电压。当不对称半桥反激变换器的输出负载低于设定的负载点(即不对称半桥反激变换器的输出负载为轻载)时，QL的驱动电压即为VgsL2(即本发明第一实施例所述的第二驱动信号)，此时因电路的自我反馈调节作用，QH的驱动电压与QL的驱动电压非互补，便可有效降低不对称半桥反激变换器在轻载和空载时因谐振回路中能量循环造成的损耗，提高轻负载效率；而当不对称半桥反激变换器的输出负载高于设定的负载点(即不对称半桥反激变换器的输出负载不是轻载)时，变换器进入于互补工作模式，QH和QL都以最大占空比工作，变压器磁芯可工作于更大的磁通密度，变换器便可最大限度地利用磁芯传输能量，使得整机效率提高；并且，这种轻载非互补控制方式简单易实现，只需控制QL的导通时间即可实现轻负载效率的显著提高，并使电路可靠地工作。[0071]值得说明的是，针对不对称半桥反激变换器，本发明控制方法与现有的控制方法有诸多不同，描述如下：[0072](1)现有的控制方法是，检测到不对称半桥反激变换器工作于轻载时，主开关管的导通时间和箝位开关管的导通时间都固定不变，即以一个固定脉宽信号驱动箝位开关管的开通与关断，而另一个信号以延时一个箝位开关管驱动信号的固定脉宽和一个死区时间的时长后产生的固定脉宽信号驱动主开关管的开通与关断；而本发明的控制方法是，检测到不对称半桥反激变换器工作于轻载时，减小箝位开关管在每个开关周期内的导通时间，并且箝位开关管的导通时间随不对称半桥反激变换器输出负载的减轻而减小，并随不对称半桥反激变换器输出负载的增加而增大；在本发明轻负载模式下，因不对称半桥反激变换器只需要传递很少的能量到输出端即可稳定输出电压，若变换器的输出负载为同一负载点，则当箝位开关管QL的导通时间减小后，变换器用于稳定输出电压所需传递的能量不变，但谐振电容对变压器的去磁时间大幅降低，谐振电容Cr消耗的激磁能量也大幅降低，因此功率电路所需的激磁能量就减少，主开关管QH激磁时间减小，即主开关管QH的导通时间减小；

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当不对称半桥反激变换器的输出负载增加时，箝位开关管QL的导通时间增大，谐振电容Cr对变压器的去磁时间增加，为维持输出电压的稳定，变压器的激磁能量和激磁时间也必然增加，则主开关管QH的导通时间增大。[0073](2)现有的控制方法是，检测到不对称半桥反激变换器工作于轻载时，主开关管关断且箝位开关管未导通之前有很长一段时间，在这段很长的时间内，变压器的漏感及激磁电感的能量经箝位开关管和主开关管的体二极管或结电容形成漏感谐振回路和变压器谐振回路，直至箝位管再次开启，谐振结束，再重新开始新的周期；而本发明的控制方法是，主开关管关断与箝位开关管导通之前仅留有纳秒级的死区时间，该死区时间仅为了防止主开关管和箝位开关管共通，并与互补工作模式下所预留的主开关管关断与箝位开关管导通之前的死区时间相同。[0074](3)现有的控制方法在检测到不对称半桥反激变换器工作于轻载时，因主开关管的导通时间和箝位开关管的导通时间都固定不变，当输入电压变化或输出负载变化时，输出电压并不能稳定，即电压调整率和负载调整率非常差；而本发明的控制方法在检测到不对称半桥反激变换器工作于轻载时，仅控制箝位开关管的导通时间随输出负载的增加而增大，并随输出负载的减轻而减小，主开关管的导通时间由电路自行调节以满足输出电压的稳定。[0075](4)现有的控制方法在检测到不对称半桥反激变换器工作于轻载时，在主开关管关断且箝位开关管未导通的很长时间内，因漏感与谐振电容谐振使箝位开关管的体二极管长时间导通；而当谐振能量较大时，漏感与谐振电容谐振同样会使主开关管的体二极管也导通，这都导致谐振能量在上下开关管的体二极管中消耗，使损耗增加；同时，在主开关管关断且箝位开关管未导通的很长时间内，副边二极管一直处于导通状态，使得损耗大幅增加；而本发明的控制方法在检测到不对称半桥反激变换器工作于轻载时，主开关管关断与箝位开关管未导通的间隔时间仅为纳秒级的死区时间，此死区时间可实现箝位开关管的ZVS(零电压开通)，谐振能量不会在主开关管或箝位开关管的体二极管中被大量消耗，副边二极管也不会长时间导通，这都大大降低了损耗。[0076](5)现有的控制方法在检测到不对称半桥反激变换器工作于轻载时，仅控制主开关管的导通时间和箝位开关管的导通时间都固定不变，变换器的工作频率并不改变；而本发明的另一种实施方式为，在检测到不对称半桥反激变换器工作于轻载时，除了减小箝位开关管的导通时间，并控制箝位开关管的导通时间随不对称半桥反激变换器的输出负载的增加而增大，并随不对称半桥反激变换器的输出负载的减轻而减小，此外还降低不对称半桥反激变换器的工作频率，以进一步降低不对称半桥反激变换器在轻载和空载时的损耗。[0077]第二实施例[0078]如图5所示，为本发明所述的不对称半桥反激变换器第二实施例的电路原理图，虚线框502部分为驱动控制模块。[0079]与本发明第一实施例相比，第二实施例的不同之处在于，在N-MOS管的漏极输出端与箝位开关管QL的栅极之间增加了一只驱动IC2，用以更加快速地驱动箝位开关管QL，驱动IC2的输入端连接N-MOS管Q1的漏极，驱动IC2的输出端连接QL的栅极，驱动IC2的输出端电压跟随输入端电压的变化；经过驱动IC2后，整个检测控制电路的驱动能力得以增强，本发明第二实施例与第一实施例的工作原理基本相同，在此不再赘述。

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现使用该实施例中图5中的电路拓扑，做成样品进行测试。

[0081]为了说明本发明第二实施例的不对称半桥反激变换器的有益效果，用作对比的现有技术的不对称半桥反激变换器样品采用了相同的电路参数：包括变压器T，变压器T由磁芯和相应的线圈绕组两部分组成，线圈绕组包括原边绕组Np、副边绕组Ns和辅助绕组Nf，辅助绕组用作辅助电源，用以给主控制IC、驱动IC1、驱动IC2和比较器供电；线圈绕组由PCB铺铜后蚀刻而成，即变压器T做成本专业领域熟知的平面变压器；磁芯使用EIR20磁芯；变压器各绕组的圈数分别为Np＝5，Ns＝8，Nf＝2；主开关管QH和箝位开关管QL使用N-MOS管；输出整流二极管使用肖特基二极管；输出滤波电路采用Pi(π)型滤波；主控制芯片使用具有轻载降频功能的IC。[0082]对上述参数的不对称半桥反激变换器未使用本发明的驱动控制方法对空载功耗和轻负载效率进行优化时，现有技术的不对称半桥反激变换器样品的空载功耗实测如表2-1所示，轻负载效率实测如表2-2所示。[0083]表2-1

[0084]

[0085][0086]

表2-2

对上述不对称半桥反激变换器样品使用本发明第二实施例所示的电路原理图，如图5所示，其中，基准电压Vref通过辅助电源和电阻分压得到，并设定Vref＝2.17V；驱动IC2采用IC LM5114B，驱动电路采用驱动IC1Si8234。实测的空载功耗和对应的开关频率的数据如表3所示，实测的轻负载效率和对应的开关频率数据如表4所示。

[0087]

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表3

[00]

[0090][0091]

表4

140.变换器输入电压：110VDC。

[0093]从表3中的对比测试数据可以明显看出：(1)当不对称半桥反激变换器的工作频率不变，为150KHz时，则使用本发明轻载非互补控制模式不对称半桥反激变换器第二实施例的驱动控制方法和检测控制电路，轻载时控制不对称半桥反激变换器工作于非互补工作模式，使QL的导通时间减小，则变换器的空载功耗由17.8W显著减小至3.08W，减小了4.78倍；

[0092]

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(2)使QL的导通时间减小，并且使不对称半桥反激变换器在轻载时的开关频率降低，110VDC输入时，使不对称半桥反激变换器的空载开关频率由303KHz降低至90KHz时，变换器的空载功耗由9.08W显著减小至1.10W，减小了7.2倍。[0094]从表4中的对比测试数据可以明显看出，在110VDC输入时，本发明的不对称半桥反激变换器在25％及以下负载时的效率都有显著提高。[0095]很显然，采用本发明第二实施例轻载非互补控制模式不对称半桥反激变换器的驱动控制方法和检测控制电路，可显著降低不对称半桥反激变换器在轻载和空载时的损耗，提高轻负载效率。[0096]第三实施例[0097]如图6-1所示，为本发明所述的不对称半桥反激变换器第三实施例的电路原理图，虚线框601部分为检测控制电路。[0098]与第一实施例不同的是驱动控制模块部分，在第三实施例中，驱动IC1的VOB引脚输出驱动电压信号VgsL，VgsL连接第一限流电阻R11的第一引脚，第一限流电阻R11的第二引脚连接充电三极管TR1的基极，同时还连接稳压二极管Z1的阴极，稳压二极管Z1的阳极接输入地GND(即不对称半桥反激变换器的输入负极)；驱动电压信号VgsL还连接第二限流电阻R12的第一引脚，第二限流电阻R12的第二引脚连接充电三极管TR1的集电极；充电三极管TR1的发射极连接充电二极管D11的阳极，充电二极管D11的阴极连接充电电容C1的第一引脚，充电电容C1的第二引脚连接输入负极GND；充电电容C1的第一引脚还同时连接放电二极管D1的阳极、电阻R2的第一引脚和比较器U1的同向输入端；放电二极管D1的阴极连接第二限流电阻R12的第一引脚，同时还与驱动电压信号VgsL连接；比较器U1的同相输入端连接电阻R2的第一引脚，电阻R2的第二引脚连接二极管D2的阴极，二极管D2的阳极连接比较器U1的输出端；同时，比较器U1的输出端还连接至N-MOS管Q1的栅极，N-MOS管Q1的源极连接输入地GND，N-MOS管Q1的漏极连接电阻Rd的第一引脚，同时还连接放电二极管Dd的阳极；电阻Rd的第二引脚连接放电二极管Dd的阴极，同时还连接至驱动电压信号VgsL；主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚(即IC LM5021的Comp引脚)连接比较器U1的反向输入端；N-MOS管Q1的漏极作为驱动控制模块的输出端，根据比较器U1的输出端的控制电压信号输出第一驱动信号VgsL1或第二驱动信号VgsL2，并输出给QL，以驱动QL的导通与关断。[0099]需要说明的是，通过调节第一限流电阻R11和第二限流电阻R12的阻值，使充电三极管TR1工作于放大状态；充电电容C1选取合适的容值，以确保C1两端的充电电压Vc1不会太高，即只要确保在不对称半桥反激变换器的输出负载大于设定的负载点时主控制IC的Comp脚电压值Vcomp大于Vc1的最大值Vc1max，便可确保变换器在非轻载状态时工作于互补工作模式。[0100]本发明第三实施例的不对称半桥反激变换器的具体工作原理如下：[0101](1)当不对称半桥反激变换器的输出负载大于设定的负载点时，主控制IC的Comp脚电压Vcomp相对较高，因设计时已确保电容C1两端的电压的最大值Vc1max小于不对称半桥反激变换器的输出负载大于设定的负载点时主控制IC的Comp脚电压值Vcomp，故比较器U1输出低电平，N-MOS管Q1保持关断，则驱动电压信号VgsL通过电阻Rd直接驱动QL，即此时N-MOS管Q1的漏极输出第一驱动信号VgsL1驱动QL，且第一驱动信号VgsL1跟随驱动电压信号VgsL的变化，并与VgsL完全一致，此时QH的驱动电压信号VgsH与QL的驱动电压信号VgsL1

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互补；

(2)当不对称半桥反激变换器的输出负载小于设定的负载点时，主控制IC的Comp

脚电压Vcomp相对较低；此时，驱动电路(即驱动IC1)输出的驱动电压信号VgsL通过第一限流电阻R11、第二限流电阻R12、充电三极管TR1、充电二极管D11和放电二极管D1对电容C1充放电，并将电容C1两端的电压Vc1与IC LM5021第一引脚Comp脚的电压Vcomp通过比较器U1进行比较；当VgsL输出高电平时，电容C1被充电，当C1两端的电压Vc1被充电至高于Vcomp时，比较器U1输出高电平，使N-MOS管Q1导通，N-MOS管Q1的漏极电压为低电平，便实现了QL的提前关断、QL的导通时间减小的目的；当VgsL由高电平转换为低电平时，电容C1两端的电压Vc1通过放电二极管D1迅速泄放至零，而Vcomp始终都大于零，所以比较器U1输出低电平，N-MOS管Q1关断，N-MOS管Q1的漏极跟随VgsL输出低电平；当下一个开关周期到来，VgsL由低电平转换为高电平时，因电容C1的缓冲作用，Vc1仍小于Vcomp，比较器U1仍输出低电平，N-MOS管Q1仍处于关断状态，所以N-MOS管Q1的漏极跟随VgsL输出高电平，一旦电容C1两端的电压Vc1被充电至高于Vcomp，则N-MOS管Q1就导通，使N-MOS管Q1的漏极电压被迅速拉低至接近于零，实现QL的提前关断。而在这种轻载模式下，因电路的自我反馈调节作用，QH的导通时间必然会随QL的导通时间的减小而减小，并且QH关断后经过一段纳秒级的死区时间后QL立即开通，这样便使不对称半桥反激变换器在轻负载时进入非互补工作模式，此时N-MOS管Q1的漏极电压信号即为第二驱动信号VgsL2；此外，当不对称半桥反激变换器的输出负载变化时，控制IC的Comp脚电压Vcomp也会随之变化，当不对称半桥反激变换器的输出负载增加时，Vcomp升高，电容C1两端的电压需要被充电至更高的电压才能使比较器U1输出高电平以使N-MOS管Q1导通，比较器U1输出高电平的时间减少，则N-MOS管Q1的漏极输出高电平的时间增加，第二驱动信号VgsL2的高电平持续时间增加，即箝位开关管QL的导通时间增加；反之，当不对称半桥反激变换器的输出负载减轻时，Vcomp降低，电容C1两端的电压只需要被充电至更低的电压就能使比较器U1输出高电平以使N-MOS管Q1导通，比较器U1输出高电平的时间增加，则N-MOS管Q1的漏极输出高电平的时间减少，第二驱动信号VgsL2的高电平持续时间减少，即箝位开关管QL的导通时间减小；这样便实现了轻负载时，不对称半桥反激变换器中箝位开关管QL的导通时间减小，并随不对称半桥反激变换器输出负载的增加而增大，并随不对称半桥反激变换器输出负载的减轻而减小。[0103]采用本发明第三实施例图6-1所示的驱动控制方法和驱动控制电路，同样可以显著降低不对称半桥反激变换器在轻载时的损耗和空载功耗，提高轻负载效率；而当不对称半桥反激变换器的输出负载不是轻载时(即不对称半桥反激变换器的输出负载高于设定的负载点时)，变换器进入于互补工作模式，主开关管和箝位开关管都以最大占空比工作，变压器磁芯可工作于更大的磁通密度，变换器便可最大限度地利用磁芯传输能量，使得整机效率提高；并且，本发明这种轻载非互补控制模式简单易实现，只需控制箝位开关管的导通时间即可实现轻负载效率的显著提高，并使电路可靠地工作。[0104]第四实施例[0105]图6-2为本发明第四实施例的电路原理图，虚线框602部分为检测控制电路。与图6-1所示电路相比，图6-2所示电路的不同之处在于，在N-MOS管Q1的漏极输出端与QL的栅极之间增加了一只驱动IC2，用以更加快速地驱动QL，驱动IC2的输出端电压跟随驱动IC的输入端电压(即N-MOS管Q1的漏极电压)的变化，增加驱动IC2可有效提高整个检测控制电路的

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驱动能力。图6-2所示电路与图6-1所示电路的工作原理基本相同，在此不再赘述。[0106]第五实施例[0107]图6-3为本发明第五实施例的电路原理图，虚线框603部分为检测控制电路。与图5所示的实施例二的不同之处在于，将比较器U2更换为三极管TR2控制电路，三极管TR2控制电路包括分压电阻R211、分压电阻R22、三极管TR2、限流电阻R23；R211的第一引脚连接U1的反向输入端和主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚Comp，R211的第二引脚连接R22的第二引脚，其连接点同时连接TR2的基极，R22的第一引脚与TR2的发射极共同接输入地GND，TR2的集电极连接R23的第二引脚和二极管D3的阴极，R23的第一引脚接供电电源VCC，D3的阳极接U1的输出端。分压电阻R211和分压电阻R22选取合适的阻值，即可设定三极管TR2发射结的实际工作电压VBE，即分压电阻R22两端的电压VR22＝VBE＝Vcomp*R22/(R211+R22)，根据Comp脚电压Vcomp的变化控制三极管TR2工作于饱和导通状态或截止状态，即当TR2发射结的实际电压VBE大于或等于其发射结导通电压VBEon时，TR2导通；当TR2发射结的实际电压VBE小于其发射结导通电压VBEon时，TR2关断；R211、R22和R23的设置需确保TR2能够工作于饱和区。[0108]图6-3所示电路的工作原理如下：当不对称半桥反激变换器的输出负载高于设定的负载点时，主控制IC的Comp脚电压Vcomp相对较高，此时VBE＝Vcomp*R22/(R211+R22)＞VBEon，三极管TR2饱和导通，TR2的集电极电压接近于零，比较器U1的输出电压通过二极管D3被箝位至二极管D3的导通电压VD3，VD3≈0.7V，则N-MOS管Q1关断，N-MOS管Q1的漏极输出电压跟随驱动电压信号VgsL的变化，并经过驱动IC2后同样跟随驱动电压信号VgsL的变化，即此时第一驱动信号VgsL1与驱动控制模块的驱动电压信号VgsL一致，并与主开关管驱动信号VgsH互补；当不对称半桥反激变换器的输出负载低于设定的负载点时，控制IC的Comp脚电压Vcomp相对较低，此时VBE＝Vcomp*R22/(R211+R22)＜VBEon，三极管TR2关断，TR2的集电极电压为高电平，并接近于供电电源VCC，而VCC同时给比较器U1供电，故此时二极管D3反偏截止，三极管TR2控制电路并不影响N-MOS管Q1的工作状态，此时驱动控制模块的工作模式和工作原理与图5所示电路完全相同，在此不再赘述。[0109]第六实施例[0110]图7-1为本发明第六实施例的电路原理图，与实施例一不同的是驱动控制模块部分，实施例六中，驱动控制模块包括比较器U1、比较器U2和二极管D31，电容C31和电阻R31构成微分电路，电阻R32、R2和二极管D2构成正反馈电路，限流电阻R33、R34和三极管TR3构成电平转换电路；R33的一端连接主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚Comp和U2的反向输入端，R33的另一端连接TR3的基极；U2的同向输入端连接基准电压Vref，输出端连接D31的阴极；TR3的发射极接输入地，集电极同时连接R34的一端、D31的阳极和U1的反向输入端；R34的另一端连接供电电源VCC；C31的一端连接驱动电路输出的VgsL信号，另一端连接R31的一端和R32的一端；R31的另一端接输入地；R32的另一端连接R2的第1引脚和U1的同向输入端；R2的第2引脚连接D2的阴极，D2的阳极连接U1的输出端，U1的输出端输出第一驱动信号VgsL1或第二驱动信号VgsL2信号给QL，驱动QL的开通和关断。[0111]需要合理设置电阻R33和R34的取值，使三极管TR3工作于放大状态，则当Comp脚电压Vcomp升高时，TR3的集电极的电压Vc降低；反之，当Comp脚电压Vcomp降低时，TR3的集电极的电压Vc升高；比较器U1的同相输入端的电压V+与电阻R31两端的电压VR31基本相等，即

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V+≈VR31。该实施例的工作原理是：[0112]设定基准电压Vref等于不对称半桥反激变换器工作于设定负载点时所对应的Comp脚的电压值，那么：[0113](1)当不对称半桥反激变换器的输出负载大于设定的负载点时，主控制IC的Comp脚电压Vcomp相对较高，并且Vcomp大于设定的基准电压Vref，即Vcomp＞Vref，则比较器U2输出低电平，比较器U2的输出端电压被箝位至二极管D31的导通压降VD31，一般VD31约为0.7V，则三极管TR3的集电极电压被箝位至VD31，即此时Vc＝VD31≈0.7V；电阻R31和电容C31选取合适的值即可使得电阻R31两端的电压VR31在VgsL为高电平期间大于Vc，则比较器U1在VgsL为高电平期间输出高电平；而在VgsL为低电平期间，因电阻R31两端电压为负，即有VR31＜Vc(或V+＜Vc)，故比较器U1在VgsL为低电平期间输出低电平；在这种非轻载模式下，比较器U1的输出电压跟随驱动电压信号VgsL，即比较器U1的输出电压信号即为第一驱动信号VgsL1，并与主开关管驱动信号VgsH互补，使主开关管QH和箝位开关管QL工作于互补工作模式；[0114](2)当不对称半桥反激变换器的输出负载小于设定的负载点时，主控制IC的Comp脚电压Vcomp相对较低，则三极管TR3的集电极电压Vc相对较高；此时Comp脚电压Vcomp小于设定的基准电压Vref，即Vcomp＜Vref，则比较器U2输出高电平，比较器U1和比较器U2使用相同的供电电源VCC进行供电，二极管D31因反偏而截止，故比较器U2的输出电压并不影响比较器U1的工作状态；当驱动电压信号VgsL由低电平转换为高电平时，因电容C31和电阻R31构成的微分电路的微分作用，电阻R31两端的电压VR31会迅速跟随VgsL由低电平跃升至高电平，随后，在VgsL为高电平的时间段内，VR31由最大值缓慢减小，但在VR31减小至小于三极管TR3的集电极电压Vc之前，即VR31＞Vc(或V+＞Vc)时，比较器U1输出高电平；当VR31减小至小于Vc，即VR31＜Vc(或V+＜Vc)时，比较器U1输出低电平，这样便实现了箝位开关管QL的提前关断；而在此后直到VgsL再次输出高电平之前，比较器U1的输出电压都为低电平；当VgsL再次由低电平转换为高电平时，比较器U1随之输出高电平，接着重复之前的工作过程，该实施例中各关键节点的电压波形如图7-3所示；在这种轻载模式下，因电路的自我反馈调节作用，主开关管QH的导通时间必然会随箝位开关管QL的导通时间的减小而减小，并且主开关管QH关断后经过一段纳秒级的死区时间后箝位开关管QL立即开通，这样便使不对称半桥反激变换器在轻负载时进入非互补工作模式，此时比较器U1的输出端的电压信号即为第二驱动信号VgsL2；此外，当不对称半桥反激变换器的输出负载变化时，主控制IC的Comp脚电压Vcomp也会随之变化，当不对称半桥反激变换器的输出负载增加时，Vcomp升高，三极管TR3的集电极电压Vc减小，电阻R31两端的电压VR31需要减小至更低的电压才能使比较器U1输出高电平，比较器U1输出高电平的时间增加，即第二驱动信号VgsL2的高电平持续时间增加，箝位开关管QL的导通时间增加；反之，当不对称半桥反激变换器的输出负载减轻时，Vcomp降低，三极管TR3的集电极电压Vc升高，电阻R31两端的电压VR31的减小值只需更少就能使比较器U1输出高电平，比较器U1输出高电平的时间减少，即第二驱动信号VgsL2的高电平持续时间减小，箝位开关管QL的导通时间减小；这样便实现了轻负载时，不对称半桥反激变换器中箝位开关管QL的导通时间减小，并随不对称半桥反激变换器输出负载的增加而增大，并随不对称半桥反激变换器输出负载的减轻而减小。[0115]第七实施例

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图7-2为本发明第七实施例的电路原理图，与第六实施例不同的是，比较器U1的输

出端与箝位开关管QL的栅极之间增加了驱动IC2，用以更加快速地驱动箝位开关管QL，驱动IC2的输出端电压跟随驱动IC2的输入端电压(即比较器U1的输出端电压)的变化，增加驱动IC2可以有效提高整个检测控制电路的驱动能力。图7-3为该实施例中关键节点的电压波形。[0117]以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，例如，将上述实施例中的N-MOS管Q1更改为三极管或P-MOS管；将上述实施例中的NPN三极管更改为N-MOS管或者PNP三极管；将比较器U1的两个输入端与相应的连接电路互换，然后将与比较器U1的输出端相连接的N-MOS管更换为PNP三极管或P-MOS管；变更负载信号的采样方式等等，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

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图4

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图6-1

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图6-3

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