基于ADS宽带微波低噪声放大器设计与仿真
马翠红;靳伟超;陈宇擎;杨友良
【摘 要】文章主要研究低噪声放大器在宽频带范围内增益平坦度低、阻抗匹配差的问题.选用Avago公司生产的具有高动态范围和低噪声特性的PHEMT器件ATF-38143晶体管,采用自给偏置共源,负反馈结构,基于ADS仿真设计完成一款两级级联的宽带低噪声放大器.该放大器利用源极串联反馈电感和输入端接双支节微带线的匹配方法.仿真结果显示放大器在1.0～3.0 GHz的频带范围内,输入输出回波损耗均小于-10 dB;系统稳定性因子K>1;噪声系数为(1.6±0.4)dB;最大增益为26.5 dB,增益平坦度缩小到±0.5 dB. 【期刊名称】《现代电子技术》 【年(卷),期】2019(042)015 【总页数】6页(P170-174,180)
【关键词】低噪声放大器;ADS;负反馈;自偏置;共源级联;阻抗匹配;增益平坦度 【作 者】马翠红;靳伟超;陈宇擎;杨友良
【作者单位】华北理工大学 电气工程学院,河北 唐山 063210;华北理工大学 电气工程学院,河北 唐山 063210;华北理工大学 电气工程学院,河北 唐山 063210;华北理工大学 电气工程学院,河北 唐山 063210 【正文语种】中 文 【中图分类】TN722.3-34
0 引 言
低噪声放大器作为射频通信接收系统的第一级有源电路，其性能直接决定整个系统的特性。对于宽带低噪声放大器电路来说，因晶体管的S参数在工作频带内会发生很大的变化，且输入输出端口的回波损耗系数大于-10 dB；同时，随着工作频率的升高，正向功率增益也会以6 dB/倍频程的速率快速衰减，另一方面因为寄生电容影响，尤其当晶体管工作在高频段其增益存在逐渐下降的特性[1]，因此宽带低噪声放大器的设计难点在于宽频带内同时保证高的正向增益即增益平坦度。 目前，针对宽带低噪声放大器已经设计提出如滤波匹配、分布式、共栅输入、负反馈[2-5]等多种电路结构。其中，负反馈结构在宽频带内具有稳定系数高、非线性失真小、增益平坦等优点，另外，负反馈也可被用来实现宽带内较好的阻抗匹配。但在宽带应用中，仍有其局限性[6]。因该结构是以牺牲放大器的增益来获得带宽的，自身噪声、带宽和增益之间存在折中，对下级电路的噪声也不能起到很好的抑制作用。
在电流一定的情况下，要想增加环路增益，一方面，可以增加反馈电阻，此时宽带阻抗匹配变差，且电路失真增大；另一方面，可以通过增加晶体管宽长比来提高跨导，但大尺寸管的寄生电容较大，密勒效应加强，也会带宽。
为此有许多文献提出改进负反馈结构方法，文献[7]在两级放大器中均利用变压器形成负反馈，该结构弥补了负反馈结构反向隔离差的特点，但是结构复杂，增益平坦度易受外界干扰。文献[8]在输入端增加了RLC匹配网络，在前后两级之间进行增益补偿，从而实现宽带匹配和增益平稳。
因串入电阻附加了功率损耗，增加了系统总的热噪声。在此基础上本文以自偏置共源放大器为基础，加入漏栅极间并联负反馈优化增益平坦度和源极-GND的串联负反馈改善阻抗匹配，采用微带线匹配方法。在保证系统稳定、低噪声的前提下，
提高功率增益，改善增益平坦度，并给出电路设计原理分析和仿真结构。 1 宽带低噪声放大器电路设计
宽带低噪声放大器由两级共源负反馈放大器级联组成，电路结构如图1所示。 图1 两级宽带低噪声放大器结构图Fig.1 Structure chart of two-stage broadband low-noise amplifier 宽带低噪声放大器设计要求如下：
工作频带范围为1.0～3.0 GHz；直流电压Vdd=5 V；系统噪声系数NF＜2.5 dB；增益G＞25 dB；增益平坦度为±1 dB；输入回波损耗S11＜-10 dB。 1.1 偏置电路
参考ATF-38143的DateSheet参数文件选取晶体管静态工作点，当工作频率为2 GHz，晶体管漏极偏压设置为2 V，漏极电流处于20～50 mA之间时，其最大增益超过17 dB，且增益平坦，噪声系数小于0.4。利用ADS直流仿真控件对其进行直流仿真，仿真结果如图2所示。
静态工作点m1处漏极偏压Vds为2 V，栅极偏压Vgs约为-0.44 V，漏极电流Ids为25 mA。晶体管的工作状态处在截止区和饱和区的交界范围，电压和电流相对较小，适合于设计低噪声小功率的放大电路。 图2 直流仿真结果Fig.2 DC simulation results
当输入信号较小时，在Idss附近漏极电流Ids与栅源极间偏压Vgs呈线性变化关系，即使栅极偏压为0 V，晶体管也能正常工作。为获得栅源极间所需的负偏压，选用较大阻值的栅极电阻Rg（500 Ω），将栅极电压偏置为GND电平，此外，Rg为栅极偏压提供通路，泻放栅极积累的电荷，提高稳定性；另一方面，源极电阻Rs为管芯提供瞬态保护。此时栅极通过Rg直流接地电压是0 V，而源极电压为正，从而获得栅源极间负的偏置电压。
可以近似地认为源极电压Vs的值等于|Vgs|的值，Vs决定于漏极电流Id和源极电
阻Rs，因此漏极电流的变化会自动调节栅源极间的偏压，从而保证器件静态工作状态的稳定，如图3所示。
图3 直流自给偏置电路Fig.3 DC self-biasing circuit
分析共源结构和源极负反馈晶体管的小信号模型，因各极（G，S，D）与衬底（B）间电容（Cgb，Csb，Cdb）值远小于晶体管的极间电容，在此忽略它们。可知源极电阻Rs与输入阻抗Zin的变化关系如下：
在低频情况下：
输入阻抗趋近于无穷大，在高频情况下，输入阻抗表现为容性，电容值因Rs的影响而下降，进而使输入阻抗接近纯电阻。 当输出电阻Rd为0时，跨导表达式为：
在低频情况下：
由跨导式（2）可知，增益大小与源极电阻Rs成反比，如果为了提高放大倍数而过分的减小Rs，将会破坏放大电路各端口间的直流电位关系。导致最大输出振幅下降，直流偏置的温度稳定性变差。为了在提高交流增益的同时不影响各部分间的直流电位关系，如图3所示，将源极电阻Rs并联电容Cs，这样在不影响直流电位关系的情况下，减小了源极与GND间的交流阻抗，提高了系统的交流增益。 分析共源结构晶体管的输入端等效电路，可以得出源极串联反馈电感Ls与输入阻抗的关系：
式中叫做截止频率。输入阻抗增加量为：
因此，可以通过调节Rs和Ls更加灵活地实现与信号源（50 Ω）的输入阻抗匹配，缩小最佳噪声阻抗和端口阻抗的差异，改善系统噪声和增益特性。 根据系统绝对稳定条件k＞1，|Δ| ＜ 1，有：
由稳定性式（4）可以看出，系统的稳定性与S参数相关，S参数要求端口使用匹配负载，源极电感Ls通过改变输入阻抗达到匹配，进而对实现系统的最大功率传输、降低噪声等都有一定的作用。对于工作频率达到GHz的射频集成电路来说，Ls线圈选取大约半圈到两圈。通过仿真对比1～6 nH电感对稳定性的影响，结果表明，电感值越大对低频部分的稳定性提高越明显，但高频特性有所下降，另外，考虑到设计尺寸电感不应选取太大，本文选取1.5 nH电感。系统稳定性因子在1.0～3.0 GHz频带范围内均大于1，如图4所示。
图4 源级电感负反馈系统稳定性分析Fig.4 Stability analysis of source-stage inductance negative feedback system 1.2 匹配网络
电压和功率反射都是因为源或负载阻抗不匹配而产生的，此时系统会附加失真与干扰，导致稳定性降低，功率损耗增大。假设源与负载的功率反射系数全为0，分析在没有反射的情况下系统的传输功率：
由源输出到负载实部RL的电压和功率表示为：
因为分母是平方和的形式，电阻值不能为负。为了实现传输功率的最大化，只能使分母第二项为零。
偏微分得出：
由分析结果可知，通过阻抗共轭匹配可以实现最大功率传输。
源极串联电感，电阻可以改变其输入阻抗，但是源极电阻值决定了晶体管的静态特性，不能随意地改变大小。通过改变电感值，在保证系统绝对稳定的条件下，增大系统输入阻抗。品质因数Q与系统带宽成反比，其越大带宽越窄。其值为等效串联阻抗的虚部电抗与实部阻抗之比。因此可以通过增大输入阻抗实部，减小输入阻抗虚部来减小Q值进而增大带宽。
本文选用介电常数为3.6的Rogers4350B，特性阻抗为50 Ω的微带线。采用微带线双支节匹配网络，其中的串联微带线用来增大输入阻抗实部，通过改变双支节的长度，灵活地抵消输入阻抗的虚部。利用ADS自带的设计向导与优化控件设置微带线的长度来达到阻抗匹配的目的。
系统等增益圆的最小噪声点和等噪声系数圆的最大增益点位置不同。最小噪声阻抗匹配与最大增益阻抗匹配不能同时达到，只能在保证噪声系数小于2 dB的前提下，满足较高的增益阻抗点进行折中匹配。观察对比图5匹配前后最小噪声点与最大增益点间的距离被拉近且距离史密斯圆图中心（50 Ω）的距离也相对缩短。 由图6输入匹配后的特性参数可以直观地看到，在低频端时增益较高达到19 dB。随着工作频率的提升，3 GHz时增益降至6 dB衰减了大约13 dB，宽频带内增益平坦度差。输入电压反射系数S11只在2.5 GHz左右小于-10 dB，不满足带宽要求。 2 负反馈结构
反馈电路平衡晶体管高低频段的功率增益，将放大器输出端部分能量耦合反馈到放大器的输入端，由于栅极输入与漏极输出电压相位相反，反馈能量的相位与输入能量的相位反向，因而降低低频增益，补偿高频增益，实现增益随频率升高缓慢下降
的特征，很好地改善放大器的增益平坦度。同时，在不添加损耗性器件的前提下，放大器的稳定性得到提高。该电路结构也可优化放大器的端口阻抗，并联反馈电路，使共源结构输入端较大的阻抗值降低，接近信号源负载。
图5 工作频率在2.5GHz时匹配前后等增益圆与等噪声圆Fig.5 Equal-gain circles and equal-noise circles before and after matching at operating frequency of 2.5 GHz
图6 输入端口匹配后增益S21与电压反射系数S11Fig.6 Gain S21 and voltage reflection coefficient S11 after input port matching
反馈电路主要由反馈电阻、反馈电容和反馈电感三个元件组成，如图7所示。 确定电路结构和晶体管型号后，反馈能量的大小取决于反馈电阻、反馈电容主要起隔直的作用，避免放大器漏极和栅极发生串扰；反馈电感相当于一个调节器件，对于高频能量阻碍强于低频能量，可以调节整体的增益平坦度。
图7 负反馈放大器结构Fig.7 Structure of negative feedback amplifier 本设计的单级增益大概在12～14 dB之间，即：
反馈电阻的值为：
考虑到在高频段时晶体管的寄生阻抗对系统影响明显，添加反馈电感用来减小反馈环在高频段的反馈量，使反馈电阻所带来的正向增益在高频段衰减的附加影响得以补偿。
为了增加系统增益，将单级负反馈放大器级联。设计中间级匹配网络实现前级放大电路输出阻抗与后级放大电路输入阻抗匹配，实现最大功率传输，改善增益平坦度。 在两级之间添加隔直电容，滤除前级输出信号的直流成分，保证下一级输入信号为纯射频信号。利用ADS的史密斯圆图匹配法，采用微带线双支节匹配，匹配后系
统输入阻抗匹配仿真结果如图8所示。
图8 级联后输入端口S11史密斯环Fig.8 Input port S11 Smith ring after cascade
史密斯圆图上阻抗轨迹不再是单一的阻抗点，而是一条对应整个工作带宽上所有频率的阻抗线段，显然这条阻抗线段环绕史密斯圆图的中心，即靠近50 Ω信源阻抗点，处于较好的阻抗匹配状态。把S11等于-10 dB的回波损耗分界线作为判别标准（黑色虚线圆圈）。阻抗的整个线条轨迹都处于分界圆内小于-10 dB，说明在1.0～3.0 GHz的工作频带内的阻抗都实现了较好的匹配。图9和图10的笛卡尔坐标给出了宽带阻抗匹配后更直观的说明，输入电压反射系数S11在1.0～3.0 GHz宽带范围内均小于-10 dB。增益S21在宽带范围内大于26 dB，增益平坦度小于±0.5 dB。
图9 级联后输入端口S11笛卡尔坐标Fig.9 Cartesian coordinates of input port S11 after cascading
图10 级联后系统增益S21笛卡尔坐标Fig.10 Systematic gain S21 cartesian coordinates after cascade
系统噪声和最小噪声在频带宽度内都处于1～2.5 dB之间，噪声较低，且最大偏差为0.23 dB，如图11所示。
图11 两级级联放大器系统噪声Fig.11 Noise of two-stage cascade amplifier system 3 结 语
本文研究宽带低噪声放大器增益平坦度低，阻抗匹配差的问题。选用PHEMT晶体管ATF-38143，以共源自偏置放大电路为基础，采用两级级联，负反馈结构，基于ADS仿真软件进行参数设计与优化，结合晶体管的参数特性，从偏置电路原理开始逐个分析元件对系统的影响，采用微带线宽带匹配方法达到阻抗匹配。仿真结
果显示该放大器在1.0～3.0 GHz的频带范围内的噪声系数小于2 dB，增益大于26 dB且增益平坦度在±0.5 dB之间。 参考文献
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