配电网中自平衡电力电子变压器控制策略研究

ELECTRICDRIVE2017Vol.47No.4配电网中自平衡电力电子变压器

控制策略研究

张国荣，王啸飞

（合肥工业大学电气与自动化工程学院，安徽合肥230009）

摘要：采用由三相H桥级联整流器，带双主动桥高频变压器和交错并联的单相逆变器组成的三级式自平衡电力电子变压器的拓扑结构。着重介绍了各部分的控制策略，高压级整流器采用分层控制并引入交换载波控制，双主动桥则采用了单移相控制，而单相逆变器采用准比例谐振控制，同时加入基于虚拟阻抗的下垂控制策略，以抑制电路环流。针对三相电压平衡和不平衡的不同情况，进行了仿真验证，结果表明电力电子变压器均可正常运行。

关键词：自平衡；交错并联；交换载波控制；单移相控制；准比例谐振控制中图分类号：TM432

文献标识码：A

DOI：10.19457/j.1001-2095.20170413

ResearchonControlStrategyofAuto-balancingPowerElectronic

TransformerAppliedtoDistributionSystem

（SchoolofElectricalEngineeringandAutomation，HefeiUniversityofTechnology，Hefei230009，Anhui，China）Abstract:Theauto-balancingpowerelectronictransformeradoptedwasbasedonthree-phasecascadeH-bridge

ZHANGGuorong，WANGXiaofei

rectifiers，high-frequencytransformerwithdualactivebridgeandcross-parallelsingle-phaseinverters.Thecontrolstrategiesofeachpartwereasfollows：carrier-exchangecontrolbasedonthetwostagecontrolwasadoptedinthehighcontrolanddroopcontrolbasedonvirtualimpedancethatcouldsuppresscircumfluencewereintroducedintothebalancedandunbalancedthree-phasevoltage.resonantcontrol

single-phaseinverter.Thesimulationshowsthatthepowerelectronictransformercanoperatenormallyinboth

Keywords:auto-balance；cross-parallel；carrier-exchangecontrol；single-phaseshiftcontrol；quasi-proportional-

voltagestagerectifiers；indualactivebridge，single-phaseshiftcontrolwasemployed；quasiproportionresonant

近年来，随着用电设备的多样化和电力电子的广泛应用，使得配电网出现大量谐波以及电压闪变等一系列电能质量问题，同时三相不平衡的现象也愈发普遍［1］。由电网故障或单相负载接入等因素导致的三相负载不平衡时，负序和零序电流会大量出现，严重影响系统的安全稳定运行。传统的电力变压器虽然具有成本低和效率高等特点，但是已经不足以应对上述问题，而新型的电力电子变压器因为可以对电能质量进行有效的控制，则得到了广泛的关注。

文献［2-3］均提出了一种AC/AC的拓扑结

构，前者采用瞬时值控制的方法可以避免电压跌落、闪变等电能质量问题对输出电压的影响；后者利用矩阵变换器，具有功率校正的功能。两者结构类似，功能略有差别，虽然结构简单，控制方便，但不能有效控制输入侧的功率因数，对电能质量的改善能力有限。文献［4］提出的三电平拓扑电力电子变压器，在电网波动和负载投切过程中都可以保证输入输出侧的电压电流的稳定，同时实现了良好的电能质量调节。但是该拓扑结构由于二次侧采用不控整流，能量只能单向流动，同时随着电压等级的提高，输入整流侧电平

基金项目：国家高技术研究发展计划项目（863计划）（2015AA050104）；广东省引进创新科研团队计划资助（2011N015）作者简介：张国荣（1963-），男，博士，教授，Email：zhanggrcao@163.com

60

张国荣，等：配电网中自平衡电力电子变压器控制策略研究数的增多，控制会更加复杂。文献［5］是在隔离级每个模块添加了1套副边绕组和不控整流桥，当该模块的输入功率大于输出功率导致电容两端电压升高时，不控整流桥工作以保证功率平衡。该方法控制简单，但是拓扑的硬件结构会比较复杂。文献［6-7］均是将模块化多电平变流器应用到电力电子变压器中，这种新型的拓扑结构在智能电网具有较好的发展前景，也是近年来的研究热点，但这种电力电子变压器不仅要对串联侧进行均压控制，在并联侧也要有均流控制，控制比较复杂，需要进一步探索。文献［8］提出了基于级联多电平结构，具有自平衡能力的电子电力变压器（A-EPT），避免了一侧出现不平衡对另一侧带来的影响。但最大问题在于隔离级中的大功率多端口输入，多端口输出的高频变压器设计太过困难，同时级联后的电容电压存在差异，在长时间运行过程中会造成较大隐患。

本文采用多个单输入单输出的高频变压器保证实际应用的可能性，同时为保证级联直流侧电压的平衡，采用载波交换的控制方法，保证相内均压，以实现PET的稳定运行。而通过隔离级的电压变换和逆变侧的交错并联可以很好地应对电网三相不平衡下负载侧的安全可靠运行，同时针对可能存在的环流问题，采用基于虚拟阻抗的下垂控制进行抑制。

1电力电子变压器拓扑结构

本文的电力电子变压器采用了典型的AC/

DC/AC三级结构，分别由级联H桥PWM整流器组成的高压级，带双主动桥的DC-DC变换器组成的隔离级以及单相逆变器交错并联的低压级组成。1.1

高压级整流

常用的两电平整流器的最大问题在于功率开关器件的耐压等级较低。而电力电子变压器的应用场合和发展方向除了较低电压等级的配电网之外，也在向高压大功率发展，多电平变换器则可以对耐压值和开关频率进行提升。

高压侧的H桥整流器如图1所示，每相采用3个H桥级联，三相中性线采用星形连接。为保证高压侧的功率因数以及电压电流的良好波形，3个级联H桥采用了载波移相技术（CPS-PWM），即采用3个具有相同频率和幅值的载波，但三相载波相位依次相差π/3，装置的等效开关频率提高到6倍。

电气传动2017年第47卷第4期

图1

高压级拓扑结构图

1.2隔离级变压

Fig.1

Structureofhighvoltagestage

隔离级采用带双主动桥的DC-DC变换器，对直流侧电压进行高频斩波，通过高频变压器进行耦合传输，以实现电气隔离和电压变比的功能。以A相中的1个直流侧为例的拓扑结构如图2所示。

图2隔离级拓扑结构中间的多个隔离型的Fig.2

StructureofDCisolated-DCstage变换器由串联谐振的双主动桥构成，其功率可以双向流动。由于采用了串联谐振电路，可以实现软开关状态，降低系统损耗［9］。

处于谐振状态的DC-DC变换器阻抗主要是谐振电感和谐振电容的等效内阻，几乎为零。因此，尽管DC-DC变换器为开环控制方式，其输出电压与给定值的误差非常小，通常在额定负载时输出电压误差小于额定电压的1%［10］。1.3

低压级逆变

低压级逆变部分的拓扑结构如图3所示，每一

图3低压级拓扑结构

Fig.3

Structureoflowvoltagestage

61

电气传动2017年第47卷第4期个直流侧电容对应着1个单相H桥逆变器，而每一相中的3个H桥相对应的逆变出三相交流电，采用交错并联的方式［8］，可以很好应对三相电压或者三相负载不平衡的情况，短时间内，无论是高压侧还是低压侧出现故障，都不会影响到另一侧的正常运行。

针对一些极端情况，例如三相电压一相长时间断线，导致低压侧中某个单相逆变器直流侧电压过低，不满足逆变条件，从而导致并联逆变器间存在较大环流，严重影响装置的正常运行。本文在各逆变器输出端加入接触器开关，使得极端情况该逆变器可以快速退出工作，维持系统正常运行。

2控制策略研究

自平衡电力电子变压器3个部分的控制相对

比较，故本文分开进行叙述。

2.1

高压级整流部分

高压级控制目标除了整流成稳定的直流侧电压，保证各模块之间的均压之外，还要调整高压级输入端的功率因数接近于2.1.11。以一相为例，分层控制图4即为分层控制策略，上层控制在保证相间电压稳定的同时，对输入侧的功率因数进行调整，而下层控制则注重相内的电压均衡。2层控制输出的调制信号相加得到总的调制信号，进行载波移相调制即可分别得到3个H桥单元的PWM驱动信号。

图4高压级直流侧电压分层控制框图Fig.4

BlockcontroldiagraminhighofvoltageDCvoltagestage

hierarchical1）上层控制。如前文所述，上层控制是在相间稳压基础上，进行功率因数调节。为了提取有功和无功电流，采取瞬时无功功率理论，将三相电流变换到dq旋转坐标系下进行讨论，具体控制如图5所示。

三相直流侧电压平均值与每相基准值进行比较，经PI调节器得到电流基准值，通过与不同的正弦函数相乘可构造出三相电流瞬时基准值，62

张国荣，等：配电网中自平衡电力电子变压器控制策略研究

图5

直流侧上层稳压控制框图

Fig.5

BlockdiagramofDCvoltageupperregulatedcontrol

之后与三相实际电流分别进行abc-dq的坐标变换，得到的有功电流分量进行PI控制［11］，而为了使得高压电网侧的功率因数接近于1，则令无功电流分量基准值为0。

2）下层控制。同样以A相为例，根据有功电压矢量的相关理论，在保证上层稳压控制的基础上，每一个H桥输出电压矢量上叠加变桥吸收的有功功率，补偿相内因损耗或者载波

来调节第1个与相电流矢量is方向平行的矢量Δumi，i个逆相角差异导致的有功差别，从而间接控制各个H桥的直流侧电压的均衡［12］。而为保证有功功率在级联的各个H桥中进行合理分配，同时不影响上层控制，则各个调节量必须满足：

Δu图6即为下层控制中的直流电容电压平衡控

m1+Δum2+Δum3=0

（1）

制，利用符号函数sign和abs分别求得1#，2#2个H桥电容电压微调量的正负与幅值，并且根据上述关系式得出3#H桥的微调量，该部分输出的微调量与上层控制得出的调制波相加即为最终的调制波信号。

图6

直流侧下层稳压控制框图

2.1.2Fig.6

BlockdiagramofDCvoltagelowerbalancedcontrol

在载波移相过程中由于三角载波的相位和

交换载波控制幅值差异仅与载波有关，而其引起的直流侧变化与所处的模块无关。根据该特点，可以利用交换载波控制来代替下层控制，而保持上层控制不变［13］。

当级联的3个模块直流侧电压的不平衡度超过一定程度时，将电压高于平均值且继续上升的

张国荣，等：配电网中自平衡电力电子变压器控制策略研究模块载波与电压低于平均值且继续下降的模块载波进行交换，也可以进行2个模块的驱动信号的直接交换。

根据上述要求，定义{2个判断函数：

f(Udc,Udca)=

-11UUdc>Udc（2）

式中：

Udca

dca为3模块直流侧电压平均值。'

g(Udc,Udc

')=ìí1Uîdc

'

-1Udc>Udcdc

'

（3）

式中：U为直流侧电压前一时刻瞬时值。

由上述2个判断函数所得结果作为判断依据进行载波交换，如图7所示。

图7

交换载波控制框图

Fig.7

BlockdiagramofDCcarrier-exchangecontrol

根据上述2种控制描述，本文搭建了380V的H桥级联整流器的仿真模型，分别进行了仿真验证，结果如图8所示。可以看出，无论是分层控制还是交换载波控制都使得3个H桥直流侧电压稳定在将近150V的位置。较大的差别在于：1）交换载波控制的电压波动相对较小，同时调节时间较短；2）下层均压控制中3个直流侧电压随着时间推移，还是会存在一定的电压差，而交换载波控制使得3个电压的不平衡度始终保持在一定范围之内。基于以上两点，本文选取的是交换载波控制。

图8分层控制和交换载波控制下直流侧电压波形Fig.8

DCcontrolsideandvoltagecarrierwaveforms-exchangeundercontrol

hierarchical对交换载波控制下的3个直流侧电压波形进行放大后如图9所示。可以看出，3个电压基本与上述的交换思想相一致，控制三电压的不平衡

电气传动2017年第47卷第4期

度在安全裕度内，保证装置的可靠运行。

图9交换载波控制直流侧电压放大波形Fig.9

DC2.2

隔离级变压

undersidecarriervoltage-exchangeamplifiedcontrol

waveforms如前文图2所示，隔离级采用LC谐振式双向DC-DC变换器。文献［15-16］就变换器的输出功率进行了详细推导和证明，其结果如下式：

P2

2=8NUUsinθπ2ωdc1dc2rLr(F-F-1)（4）式中：

U压值；dc1θ为两和UHdc2桥控制信号间的移相角；分别为变压器前后的直流侧电关频率ω由式（s与谐振频率4）可以看出，ωr在装置器件和开关频率

的比值，

F=ωF为开

s/ωr。选定的情况下，移相角θ即可控制DC-DC变换

器功率输出的大小和方向。以F>1,θ>0为例，

DC-DC变换器的开关组合和电压电流及功率波形如图10所示。可以看出此时变压器副边绕组的平均功率为正。

图10

DC-DC变换器的电压、电流和功率波形

Fig.10

Voltage，currentandpowerwaveformsofDC-DCconverter

单移相控制如图11所示，采用功率直接反馈控制，其反馈的功率是由检测出的idc2与输出直流电压Udc2直接相乘得到，其中低通滤波器LPF滤除idc2中的高次谐波，保留直流成分，避免了DC/DC变换器参数变化的影响。

图11

单移相控制框图

Fig.11

Blockdiagramofsingle-phaseshiftcontrol

63

电气传动2017年第47卷第4期2.3低压级逆变

逆变部分即为各单相逆变之后进行并

联，该部分控制主要在于单相逆变器的控制。基于交错并联的拓扑连接，以A模块为例，输出的a相电压控制得到的驱动信号需分别送至三相模块中的1#逆变器，同理b相和c相驱动信号分别送至原三相模块中的2#和3#逆变器，如图12所示。

图12低压级A模块控制框图

Fig.12

其中，Blockj（diagramlowvoltagestage

ii=a，

b，ofc）A分别表示modulecontrolAin，B，C3模块中1#~3#逆变器的预同步相位信号，经下垂控制和虚拟阻抗反馈环得出三相电压基准值，分别乘以相应的正弦信号即可得出三相电压瞬时值，经准PR控制进行无静差跟踪。

实际的并联系统中，因为各逆变器参数，线路阻抗等差异，会导致输出阻抗的不同，本文引入虚拟阻抗，选取较大的虚拟阻抗，使得输出阻抗在较宽频带下呈现阻性，减小输出阻抗间差距，有效提高系统的环流抑制能力，但系统输出电压谐波含量会随之升高，故具体参数应做折中

处理［17］，本文取虚拟阻抗ki=0.1Ω(i=a,b,c)。

理想情况下忽略逆变电路内阻，则有：

uri≈ui=sLioi+uoii=a,b,c（5）

其中，sL为电路中的电感项，构造1个虚拟阻抗，如图11所示，满足：

u则综合式（5）和式ri=ui（-kiioii=a,b,c

（6）sL6）可以得出：

uoi=ui-(+ki)ioi=ui-Zo(s)ioi

如果虚拟阻抗，即比例系数k（7）

i足够大，那么

电感项sL的影响可以忽略，逆变器输出阻抗可近似为阻性。而逆变器等效输出阻抗成阻性时，则下垂控制方程［18］

为

ìíωi=ω*+miΔQi=ω*+mi(Q*iîE-Qi)

i=E*

-niΔPi=E*-ni(P*

（8）

i-Pi)

张国荣，等：配电网中自平衡电力电子变压器控制策略研究

式中：

mi,ni分别为无功功率和有功功率的下垂系数。

Qi,Pi则由逆变器输出电压和输出电流经功率计算得出。

由于比例-积分控制器只能对直流参考信号进行无静差控制，而跟随单相正弦电流指令时则

会存在固有的误差，所以采用了比例谐振控制器［19］。

但受模拟系统元器件参数精度和数字系统精度，同时在实际过程中，电网频率并非稳定在50Hz处，而是存在0.5Hz的波动，比例谐振控制器在非基波处增益过小，故本文采用了准比例谐振控制器，其传递函数如下式所示：

G2K1(s)=Kp+s2+2ωiω0s

Kcs+ω2

0

（9）式中：p网角频率；

为比例增益；ωω0为电取Kcp为截止频率。Ki为谐振增益；

可得出控制器的伯德图如图=18，

Ki=10，ω0=100π，ω13所示，c谐振频率处

/π=1.6Hz，的增益有所下降，但谐振点附近的增益有所增大，很好保证了在电网频率波动情况下的输出电流的稳态精度。

图13准比例谐振控制伯德图Fig.13

BodegraphofQPRcontrol

3仿真结果研究

为验证上述控制策略的可行性，本文在Mat-

lab/Simulink中搭建一电力电子变压器的仿真模型，主要参数为：高压级输入电感17mH，高压级直流电容10mF，高压级直流电压4000V，高频变压器变比40∶7，高频变压器频率5kHz，隔离级谐振电感60μH，隔离级谐振电容11.7μF，低压级滤波电感5mH，低压级滤波电容5mF，低压级直流电容2mF，低压级直流电压700V，高压级工作频率1.05kHz，低压级工作频率2kHz，虚拟电阻0.1Ω。

本文主要分析3种状态下的波形，即平衡状态、三相电压不平衡状态和三相负载不对称状态，同时状态切换可以进一步分析变压器的动态

张国荣，等：配电网中自平衡电力电子变压器控制策略研究性能。3.1

三相平衡稳态下运行波形

自平衡电力电子变压器高压级输入线电压10kV的三相交流电，负载输出线电压为380V的工频正弦交流电，负载采用1Ω的纯电阻负载，即重载情况下运行。为观察环流抑制效果，设置低压级jXA相3个并联逆变器的线路阻抗分别为R1+1=0.1+j0.3，R2+jX2=R3+jX3=0.05+j0.15。

图14和图15为高、低压的电压波形。可以

看出电力电子变压器可以很好地实现线电压10kV到线电压380V的变压，负载处的三相电压工频正弦波形正常。

图14

高压级输入电压波形

Fig.14

Inputvoltagewaveformofhighvoltagestage

图15

低压级输出电压和电流波形

Fig.15

Outputvoltageandcurrentwaveformsoflowvoltagestage

图16为高压级A相电压电流波形，高压级的

电压电流在稳态时相位保持一致，即无功功率基本为0，与前文所述的功率因数接近于1的设定相一致。电流的波形基本上是标准正弦波，可见输入电感起到了滤除高频谐波的作用。

图16高压级A相电压电流波形

Fig.16currentPhaseAinwaveformshighvoltageofvoltagestage

and

电气传动2017年第47卷第4期

高压级三相直流侧电压如图17所示，各级联的H桥直流侧电压均稳定在4000V左右，验证了高压级整流控制的可行性。而图18为隔离级电压和电流波形，可以看出高频变压器可以很好地进行电压等级变换。

图17

高压级直流侧电压波形

Fig.17

DCvoltagewaveformsofhighvoltagestage

图18

隔离级电压和电流波形

Fig.18

Voltageandcurrentwaveformsofisolatedstage

如图19所示，低压级A相1#与2#逆变器因线路阻抗不同，初始阶段存在较大环流，但引入虚拟阻抗后，环流抑制效果较好。

图19低压级并联逆变器环流波形

Fig.19

Circulating3.2三相不平衡动态下运行波形

invertersincurrentlowvoltagewaveformstage

ofparallel如图20～图22所示，在0.25s处高压级c相电压幅值切换为正常值的一半，虽然由于三相电压不平衡导致整流后的a，b，c三相直流侧电压不一致，但是由于低压级的逆变器采用了交错并联，低压级输出的负载电压并没有波动，依旧可以保证为工频正弦波，由此验证了该电力电子变压器在高压级三相电压不平衡时具有较好的性能。

图20

高压级输入电压波形

Fig.20

Inputvoltagewaveformsofhighvoltagestage

65

电气传动2017年第47卷第4期图21

高压级直流侧电压波形

Fig.21

DCvoltagewaveformsofhighvoltagestage

图22

低压级输出电压波形

3.3低压级三相负载不对称下运行波形

Fig.22Outputvoltagewaveformoflowvoltagestage

初始阶段变压器正常运行，在0.25s处，将c相的负载断路，即造成三相负载不对称的情况，低压级电流如图23所示。可以看出c相电流几乎为零，导致三相电流不平衡。但如图24所示，低压级的电压保持正常，而考虑到高压级输入侧接大电网，电压不受影响。变压器输入输出功率相等，则低压级总功率由高压级三相共同承担，由图25可以看出高压级电流保持三相平衡但会有小幅度下降，综上所述，低压级的负载不对称不会影响到高压侧的正常运行。

图23

低压级输出电流波形

Fig.23

Outputcurrentwaveformsoflowvoltagestage

图24低压级输出电压波形

Fig.24

Outputvoltagewaveformsoflowvoltagestage

图25高压级输入电流波形

4结论

Fig.25Inputcurrentwaveformsofhighvoltagestage

综上所述，本文针对配电网三相不平衡下的

66

张国荣，等：配电网中自平衡电力电子变压器控制策略研究

电力电子变压器进行了研究，分析了其工作原理、拓扑结构以及控制策略，并根据配电网电压等级，搭建了一仿真模型，验证了方法的可行性，表明该电力电子变压器确实具有较好的性能，值得进一步研究。

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收稿日期：2016-03-08修改稿日期：2016-06-21