逆变电源数字化控制技术研究Y

逆变电源数字化控制技术研究

姓名：刘春瑞申请学位级别：硕士专业：检测技术与自动化装置

指导教师：黄西平

20080301

摘要论文题目：逆变电源数字化控制技术研究学科专业：检测技术与自动化装置研究生：刘春瑞指导教师：黄西平副教授签名：签名：摘要随着现代科技的发展，各行各业对逆变电源的性能提出了更高的要求。好的逆变电源电压输出波形主要包括三个方面：稳态精度高、动态性能好及负载适应性强。数字控制可以实现各种先进、智能的控制算法来提高逆变电源性能，因此数字化控制是当今逆变电源发展的主要方向。本文致力于逆变电源数字化控制技术的研究。首先讨论了各种数字控制策略的优缺点，指出各种控制策略相互取长补短组成复合控制器是一种发展趋势。接着本文对逆变电源系统进行了分析，建立了单相逆变电源的数学模型及ＭＡＴＬＡＢ仿真模型；从逆变电源的输出特性分析出发，在深入研究重复控制器和模糊控制器的基本原理及设计方法的基础上，提出将重复控制与模糊自整定ＰＩ控制相结合组成复合控制策略，利用重复控制来提高系统的稳态精度，模糊自整定ＰＩ控制以提高系统的动态响应。ＭＡＴＬＡＢ仿真结果表明该复合控制方案在线性负载和周期性非线性负载下均能获得良好的稳态和动态性能。本文最后进行了以ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ＤＳＰ为控制核心的逆变电源控制系统的软硬件设计，给出了软件流程图并对硬件电路中的驱动电路、采样调理电路及保护电路进行了调试。关键词：逆变电源；重复控制；模糊控制：复合控制；ＤＳＰＴｉｌｅ：ＴＨＥＳＴＵＤＹＯＮＤＩＧＩＴＡＬＣＯＮＴＲＯＬＯＦＩＮＶＥＲＴＥＲＭａｊｏｒ：ＭｅａｓｕｒｅｍｅｎｔＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＮａｍｅ：ＣｈｕｎｒｕｊＬＩＵａｎｄＡｕｔｏｍａｔｉｏｎＩｎｓｔａｌｌａｔｉｏｎｓＳｉｇｎａｔｕｒｅ：Ｓｉｇｎａｔｕｒｅ：Ｓｕｐｅｒｖｉｓｏｒ：Ａｓｓｏｃｉａｔｅｐｒｏｆ．ＸｉｐｉｎｇＨＵＡＮＧＡｂｓｔｒａｃｔＷｉｔｈｔｈｅｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆｍｏｄｅｒｎｓｃｉｅｎｃｅａｎｄｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ｖａｒｉｏｕｓｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓｓｅｔｈｉｇｈｅｒｏｎｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓｔｈｅｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆｉｎｖｅｒｔｅｒｓ．Ｇｏｏｄｏｕｔｐｕｔｗａｖｅｆｏｒｍｏｆｉｎｖｅｒｔｅｒｖｏｌｔａｇｅｍａｉｎｌｙｉｎｃｌｕｄｅｓｔｈｒｅｅａｓｐｅｃｔｓ：ｈｉｇｈｓｔｅａｄｙ—ｓｔａｔｅｐｒｅｃｉｓｉｏｎ，ｇｏｏｄｄｙｎａｍｉｃｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅａｎｄｇｏｏｄｌｏａｄａｄａｐｔａｂｉｌｉｔｙ．Ｔｈｅｄｉｇｉｔａｌｃｏｎｔｒｏｌｍａｙｉｍｐｒｏｖｅｔｈｅｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆｉｎｖｅｒｔｅｆｔｈｒｏｕｇｈｃｏｍｐｌｅｘ，ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔｃｏｎｔｒｏｌａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ，ａｎｄｔｈｅｒｅｆｏｒｅｔｈｅｄｉｇｉｔａｌｃｏｎｔｒ０１ｉｓｔｈｅｍａｉｎｄｉｒｅｃｔｉｏｎｗｈｉｃｈｔｈｅｉｎｖｅｒｔｅｒｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｄｅｖｅｌｏｐｓ．Ｔｈｌｓｐａｐｅｒｄｅｖｏｔｅｓｔｏｒｅｓｅａｒｃｈｔｈｅｉｎｖｅｒｔｅｒｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｄｉｇｉｔａｌｃｏｎｔｒｏｌｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ．Ｆｉｒｓｔ，ｔｈｉｓａｒｔｉｃｌｅｄｉｓｃｕｓｓｅｓｔｈｅａｄｖａｎｔａｇｅｓａｎｄｄｉｓａｄｖａｎｔａｇｅｓｏｆｔｈｅｄｉｇｉｔａｌｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙ＇ｐｏｉｎｔｉｎｇｏｕｔｔｈａｔｃｏｍｐｏｕｎｄｅｄｃｏｎｔｒｏｌｍｅｔｈｏｄｉｓｔｈｅｄｅｖｅｌｏｐｉｎｇｔｒｅｎｄｂｅｃａｕｓｅｔｈｅｍｅｔｈｏｄｃａｎｔａｋｅｇｏｏｄａｄｖａｎｔａｇｅｏｆｅｖｅｒｙｐａｒｔｗｈｉｌｅａｖｏｉｄｉｎｇｉｔｓｄｅｆａｕｌｔ．Ｔｈｅｎｔｈｅｐａｐｅｒａｎａｌｙｓｅｓ１ｎｖｅｒｔｅｒｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙａｔｈｅｓｙｓｔｅｍｓａｎｄｅｓｔａｂｌｉｓｈｅｓｍａｔｈｅｍａｔｉｃａｌｍｏｄｅｌｓａｎｄＭＡＴＬＡＢｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｍｏｄｅｌｓｏｆｌｎｙｅｎｃｒ’ｓｏｕｔｐｕｔｓｉｎｇｌｅ‘ｐｈａｓｅｉｎｖｅｒｔｅｒ．Ｔｈｉｓｐａｐｅｒｂｅｇｉｎｓｗｉｔｈｔｈｅａｎａｌｙｓｉｓｏｆｔｈｅａｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ，ｔｈｅｎｐｒｏｐｏｓｅｓｏｎｈｙｂｒｉｄｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙｗｉｔｈｒｅｐｅｔｉｔｉｖｅｃｏｎｔｒｏｌａｎｄｆｕｚｚｙｓｅｌｆ－ｔｕｎｉｎｇＰＩｃｏｎｔｒｏｌｂａｓｅｄｔｈｅｉｒｓｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓａｎｄｔｈｅｄｅｓｉｇｎｍｅｔｈｏｄｓ，ｉｎｗｈｉｃｈｔｈｅｒｅｐｅｔｉｔｉｖｅｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｉｓｕｓｅｄｔｏｉｍｐｒｏｖｅｓｔａｂｉｌｉｔｙｒｅｓｐｏｎｓｅａｎｄｆｕｚｚｙｓｅｌｆ－ｔｕｎｉｎｇＰＩｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｉｓｕｓｅｄｔｏｉｍｐｒｏｖｅｄｙｎａｍｉｃｒｅｓｐｏｎｓｅ．ＴｈｅｒｅｓｕｌｔｓｏｆＭＡＴＬＡＢｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｓｈｏｗｔｈａｔｔｈｅｈｙｂｒｉｄｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙｃａｎｍａｋｅａｇｏｏｄｓｔａｂｌｅａｎｄｄｙｎａｍｉｃｐｅｒｆｂ咖ａｎｃｅｕｎｄｅｒｌｉｎｅａｒａｎｄｐｅｒｉｏｄｉｃｎｏｎ．１ｉｎｅａｒｌｏａｄｓ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ｔｈｅａｒｔｉｃｌｅｄｅｓｉｇｎｓｔｈｅｈａｒｄｗａｒｅａｎｄｓｏｆｔｗａｒｅｏｆｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｓＶｓｔｅｍｏｆｉｎｖｅｒｔｅｆａｎｄＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ＤＳＰｉｓｕｓｅｄａｓｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｃｏｒｅ，ｔｈｅｎｏｆｆｅｒｓｔｈｅｔｏｔａｌｓｔｒｕｃｔｕｒｅｏｆｓｏｆｔｗａｒｅｄｅｓｉｇｎａｎｄｅｘｐａｔｉａｔｅｓｔｈｅｈａｒｄｗａｒｅｃｉｒｃｕｉｔｓｏｆｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌ，ｄａｔａｃｏｌｌｅｃｔｉｏｎ，ｄｒｉｖｉｎｇａｎｄｐｒｏｔｅｃｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔｅｔｃ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＩｎＶｅｒｔｅｒｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ；Ｒｅｐｅｔｉｔｉｖｅｃｏｎｔｒｏｌ；Ｆｕｚｚｙｃｏｎｔｒｏｌ；Ｈｙｂｒｉｄｃｏｎｔｒｏｌ：ＤＳＰ２独创性声明秉承祖国优良道德传统和学校的严谨学风郑重申明：本人所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的成果。尽我所知，除特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人的研究成果。与我一同工作的同志对本文所研究的工作和成果的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并已致谢。本论文及其相关资料若有不实之处，由本人承担一切相关责任论文作者签名：虹羞茎睾２０Ｄｚ年弓月弓ｆ日学位论文使用授权声明本人塾．查．迸在导师的指导下创作完成毕业论文。本人已通过论文的答辩，并已经在西安理工大学申请博士／．硕士学位。本人作为学位论文著作权拥有者，同意授权西安理工大学拥有学位论文的部分使用权，即：１）已获学位的研究生按学校规定提交印刷版和电子版学位论文，学校可以采用影印、缩印或其他复制手段保存研究生上交的学位论文。可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索：２）为教学和科研目的，学校可以将公开的学位论文或解密后的学位论文作为资料在图书馆、资料室等场所或在校园网上供校内师生阅读、浏览。本人学位论文全部或部分内容的公布（包括刊登）授权西安理工大学研究生部办理。（保密的学位论文在解密后，适用本授权说明）论文作者签名：叁ｌ查酶：导师签名：ｄ卿咯年矽月多Ｊ日绪论１绪论１．１逆变电源技术的现状及发展趋势逆变电源技术出现于２０世纪６０年代，是电力电子技术中的一个重要组成部分，综合了现代电力电子开关器件的应用、功率变换、模拟和数字电子技术、ＰｗＭ技术以及控制技术等多门学科的实用技术。它的作用是把质量较差的电能变换为质量较高，能满足负载对电压和频率要求的电能，提供给交流电机、变频电源、有源滤波器和电网无功补偿器等使用。伴随着社会信息化的发展和电子产品的广泛应用，社会生活的正常运转严重依赖于电力供应。因此在众多关键领域如航空航天技术，医疗，军事，银行等，对供电系统的可靠性有很高的要求，因此高质量的不间断电源ＵＰＳ成为不可或缺的电源设备。而ＵＰＳ的核心是一个ＣＶＣＦ—ＳＰｗＭ逆变器，对ＵＰＳ的性能有决定性影响¨’３１。早期的逆变电源，只要其输出不断电、稳压、稳频即可，而今天的逆变电源除这些要求外还必须做到环保无污染。同时，随着网络技术的发展，对逆变电源的网络功能也提出了更高的要求。设计高性能逆变电源是当今的一个发展趋势，高性能逆变电源应满足：输入功率因数高，输出阻抗低；暂态响应快，稳态精度高；稳定性高，效率高，可靠性高；电磁干扰低；智能化；完善的网络功能；数字化控制等¨一１。传统的逆变电源多采用模拟控制或模拟与数字相结合的控制系统，该控制结构比较成熟，也积累了大量的设计经验，但是存在着许多难以克服的缺点：采用大量分立元件，成本高，系统可靠性低，升级换代困难；设计周期长，调试复杂，效率低，控制系统一致性差；器件老化、热漂移问题，使逆变电源输出性能下降；监控功能有限，一旦出现故障，恢复困难；先进复杂的控制算法实现困难等。近年来，随着ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ及ＤＳＰ等技术的发展，数字化己经成为当今社会的主流。随着ＴＩ、ＭＯＴＯＲＯＬＡ等公司推出的可用于逆变电源的高性能ＤＳＰ以及控制理论的发展，使逆变电源控制技术朝着全数字化、智能化和网络化的方向飞速发展。与模拟控制相比，数字控制具有明显优势：系统紧凑，简化了硬件电路，通用性强，抗干扰能力强；设计制造灵活，一致性好，改变控制方案，只需修改软件，无需变动硬件，缩短了研制周期；易于实现先进控制算法，使逆变电源的智能化程度更高，性能更佳；控制系统可靠性高，避免了模拟元件产生的漂移；系统维护方便，一旦出现故障，可以通过ＲＳ２３２或ＲＳ４８５或ＵＳＢ接口进行调试、故障与历史纪录查询、软件修复、控制参数的在线修改等，甚至还可以通过网线远程操作，提供远程服务；易组成高可靠性的大规模逆变电源并联运行系统，实现各模块之间的均流控制和通讯”川川“。因此数字化控制是当今逆变电源发展的主要方向。虽然数字控制方案获得了大量的研究，数字控制的优势为逆变电源性能的提高带来了很多可能性，但数字控制自身的存在的西安理工大学硕士学位论文问题却了优势的发挥。数字控制自身存在的问题ｎ１：①采样和量化过程产生的误差。该问题主要集中在建模和分析方面。减小采样和量化过程产生的误差的影响，主要依赖于硬件的发展，随着数字处理器和采样器件的发展，该问题日益减轻，对数字逆变电源的性能已不会构成太大的威胁；②数字处理器采样、计算延时。这是目前研究最多的一个问题，它所引起的最明显的问题是ＰＷＭ逆变电源最大占空比受限，直流母线电压利用率降低，引起输出畸变和不稳定的问题。解决这些问题有多种途径，主要有：减小采样时间即提高Ａ／Ｄ采样率；增大直流母线电压或降低逆变电源输出电压；采用新的ＰＷＭ调制方式等；③数字化离散过程带来的数字逆变电源性能的影响。数字控制系统的稳定性与零阶保持器有关，控制理论也指出数字离散化过程对控制对象的性能有影响，但没有给出各控制对象普遍使用的结论。因此，零阶保持过程是否会对数字ＰＷＭ逆变电源的性能的提高带来很大的影响等问题，尚未有文献对此进行深入分析。同时正弦波逆变电源系统是一个复杂的电力电子装置，是一个多变量、非线性、时变的系统，因此它的控制有它自身存在的困难。目前的困难主要来自于ｎ¨：①逆变电源的输出要跟踪的是一个正弦信号，它不同于常值控制。在闭环控制下，给定信号与反馈信号之间不可避免的存在相位差。这种相位差与负载有关，这给控制器的设计带来困难；②逆变电源的输出滤波器对系统的模型影响很大，输入电压的波动幅度和负载的性质、大小的变化范围往往比较大，这些都增加了控制对象的复杂性，使得控制对象模型的高阶性、不确定性、非线性显著增加；⑨对于数字式ＰＷＭ，都存在一个开关周期的失控区间，一般是在每个开关周期的开始或上一个周期之末来确定本次脉冲的宽度。即使这时系统发生了变化，也只能在下一个开关周期对脉冲宽度做出调整。１．２谐波污染问题（１）谐波的危害随着各类用电设备增多，尤其非线性负载的种类、数量和比重都迅速增加，谐波的污染问题日益严重，主要体现在以下几个方面：谐波使电网中的元件产生附加谐波损耗，降低了发电、输电及用电设备的效率；谐波引起电机和变压器等运行效率下降；谐波引起电容器的电效应、热效应和机械效应；谐波导致某些继电保护装置误动作；谐波还使电气测量仪器失准；谐波干扰中的高次成份对通讯、控制系统造成干扰［１９，２０，２１］。（２）谐波的来源２绪论若要对谐波污染进行治理，首先要找到谐波产生的根源。当前公认非线性负载是产生谐波的主要来源。而在非线性负载中，不可控整流装置所占的比重最大。这种电路伏安特性呈现严重非线性。即使供电电压为标准正弦波，负载电流也会严重畸变。由于电源内阻不为零，这种包含大量谐波成份的电流会产生谐波压降，使输出波形畸变。对逆变器而言，当负载侧为不控整流桥、滤波电容和电阻时，由于二极管具有单向导通特性，只有电源电压瞬时值高于负载侧电容电压时才有电流，而二极管一旦导通，负载又呈现很低的线路阻抗。随着二极管周期性的导通关断，逆变电源输出电流为一系列尖项窄脉冲，输入电流ＴＨＤ高达１００％，此时逆变电源输出电压会出现明显消顶，电压ＴＨＤ会超过５％，严重时会达到１０％以上，远远超出供电质量的标准［１９，２０］ｏ对电压型逆变电源而言，除了非线性负载以外，为防止桥臂直通而设置的死区延时也会对电压波形造成影响。死区的存在使理想ＰｗＭ输出电压中叠加了一组高频脉冲，其幅值、频率与ＰｗＭ脉冲相同，宽度等于死区时间，包络线为方波，这一波形中包含开关频率以下的低次谐波，因此，死区的存在一方面会影响输出基波电压的幅值和相位，另一方面又会使输出电压波形发生畸变＂¨。（３）谐波的抑制当前解决谐波污染的方法主要有三种：一是对产生谐波的电力电子装置的拓扑结构和控制策略加以改造，从根源上消除谐波来源；二是在电网侧对己经产生的谐波进行补偿，降低谐波对其它用电设备的危害与影响；三是从电源端入手，选用适当的控制方式，降低电源内阻，减小谐波压降引起的输出电压失真。对于ＰＷＭ逆变器，输出电压的畸变主要来源于谐波电流在逆变器输出阻抗上的压降。降低逆变器的输出阻抗，就可以解决电压畸变的问题。降低输出阻抗通常有三种方法‘１’４ｌ：一是针对特定谐波，设计ＬＣ谐振电路，通过合理设置频率点，使系统在特定次谐波处输出阻抗近似为零。此方法的弊端显而易见：每一次谐波都要增设一个ＬＣ支路，电源体积、重量成本都将大大增加；二是提高开关频率。开关频率的提高有利减小滤波电感，从而降低逆变器的输出阻抗。对于小功率产品这种方法可以获得很好的效果，但是对于中、大功率设备，由于受器件，开关频率不可能很高，电感较小余地不大；第三种方法是采用合适的闭环控制方法，引入输出电压的瞬时值反馈控制可以明显增强电源系统抵抗非线性负载扰动的能力，减小电压输出波形的畸变。这是因为采用电压瞬时值反馈控制技术后，ＰｗＭ逆变器的闭环输出阻抗相对开环情况大大降低。通过合适的控制方法减小输出电压谐波，与单纯增设ＬＣ谐振电路或提高开关频率的方法相比，简单、经济，而目．更加有效。３西安理工大学硕士学位论文对于死区效应，可以采用很多措施进行补偿，但这些补偿措施对非线性负载的影响是无效的。另外还可以采用适当的闭环控制策略可以有效地解决死区问题。闭环控制策略不仅可以克服非线性负载的影响，还可以补偿死区效应的影响。因此，采取适当的控制策略是实现理想正弦波输出的最优选择。所以，波形控制技术一直是ＰＷＭ逆变器领域的研究热点。主要的控制方案包括ＰＩＤ、双闭环、无差拍控制、状态反馈、滑模变结构控制、模糊控制、神经网络控制和重复控制等。１．３逆变电源波形数字控制策略介绍（１）数字ＰＩＤ控制ＰＩＤ控制“·３’８’１蚰是目前为止应用最为广泛、最为成熟的一种控制技术，以其结构简单、鲁棒性好、易于实现等特点，在工程实践中得到了广泛的应用。ＰＩＤ控制校正环节包括三部分：比例环节、积分环节、微分环节，此三个作用配合得当，可使动态过程快速、平稳、准确，收到良好的效果。但在逆变电源中，由于空载的逆变器模型近似于二阶临界振荡环节，积分器的作用又会增加相位滞后，为了保证系统的稳定，控制器的比例Ｐ必须加以，控制系统动态性能一般，系统对非线性负载扰动的抑制效果不佳。由控制理论可知，ＰＩＤ控制无法实现对正弦参考信号的无静差跟踪，系统的稳态精度不容易满足要求。（２）无差拍控制无差拍控制“’６—１’州早在１９５９年就已由Ｋａｌｍａｎ提出，是一种数字控制方法。它的基本思想是将输出正弦参考波等间隔地划分为若干个采样周期。根据电路在每个采样周期的起始值，用电路理论预测在关于采样周期中心对称的脉冲作用下，在采样周期末，负载应输出的值。这个输出值的大小，与方波脉冲的极性与宽度有关，适当控制就能使负载上的输出在采样周期的末尾与参考波形相重合。无差拍控制对负载有很强的适应能力，尤其对非线性负载，输出波形失真小，有非常快的暂态响应；输出能够很好地跟踪给定值，负载突变时，只要几个开关周期就可以调整输出电压；输出波形的畸变率小等优点。无差拍控制最大的缺点就是对精确数学模型的依赖，此外鲁棒性不强，当负载变化等原因出现参数波动，都容易造成系统的不稳定或者输出性能恶化；瞬态超调量较大。在它的控制算法中，把负载也作为一个输入参数，因此对参数变化非常敏感。（３）滑模变结构控制所谓变结构是指在系统工作中，根据运行参数的变化使系统中各环节之间的联结方式４绪论发生变化，或者某些信号的极性发生变化，称这类系统为变结构控制系统。滑模变结构控制ｎ—Ｊ１１是一种非线性控制方法，它是利用某种不连续的开关控制策略来强迫系统的状态变量沿着相平面中某一预先设计好的“滑动模态”轨迹运动，以达到预期的性能。滑模控制在被控对象模型不确定时提供了一种系统方法，其最突出的优点是对参数变化和外部扰动不敏感，具有快速性和强鲁棒性的优点，加上其固有的开关控制特性，特别适用于负载变化时的逆变器控制，但也存在控制系统稳态效果不佳、理想滑模切换面难于选取、控制效果受采样率的影响等弱点。另外，就波形跟踪质量来说，滑模控制不及重复控制和无差拍控制。（４）状态反馈控制利用状态反馈即将逆变器中的状态变量通过适当的系数反馈，可以合理地配置系统的极点改变系统的阻尼比，提高系统的动态特性。从控制理论的角度来说，闭环系统性能与闭环极点（特征值）密切相关，经典控制理论用调整开环增益及引入串、并联校正装置来配置闭环极点，以改善系统性能；而在状态空间的分析综合中，除了利用输出反馈以外，主要利用状态反馈来配置极点，它能提供更多的校正信息，从而得到最优的控制规律，抑制或消除扰动的影响。从状态空间角度看，单闭环控制系统性能不佳可以解释为单独的输出反馈未能充分利用系统的状态信息，如果将输出反馈改为状态反馈，应该能够改善控制效果。与多环反馈控制类似，状态反馈波形控制系统也需要两个或两个以上反馈变量，但是并不用它来构成的闭环控制回路，而是在状态空间概念上通过合理选择反馈增益阵来改变对象的动力学特性，以实现不同的控制效果。状态反馈控制“一’３蚰的最大优点是可以大大改善系统的动态品质，因为它可以任意配置闭环系统的极点，改变系统的阻尼比。不过，由于建立逆变器状态模型时很难将负载特性完全考虑在内，所以状态反馈控制只能针对空载或假定阻性负载进行。如果不采取相应措施（例如增设负载电流前馈补偿等），则负载的变化将导致稳态偏差的出现和动态特性的改变。（５）重复控制重复控制ｎ’１１’２钉是本课题的主要研究内容，它源于控制理论中的内模原理即把作用于系统的外部信号的动力学模型植入控制器以构成高精度反馈控制系统的一种设计原理。在逆变器的重复控制应用中，针对死区效应和非线性负载等因素引起的周期性扰动，利用“重复信号发生器”内模，实现对基波正弦指令的跟踪。在重复信号发生器作用下，控制器实际上进行着一种逐周期的积分控制，通过对波形误差的逐周期补偿，稳态时可以实现无静差控制效果。但是由于其自身的局限性，动态性能难以有更大的提高。５西安理工大学硕士学位论文（６）模糊控制模糊控制‘３—２’３３棚１的最大特征是：它能将操作者或专家的控制经验和知识表示成语言变量描述的控制规则，然后用这些规则去控制系统。复杂的电力电子装置是一个多变量、非线性、时变的系统，系统的复杂性和模型的精确性总是存在着矛盾。而模糊控制能够在准确和简明之间取得平衡，有效地对复杂事物做出判断和处理。近年来，它在电力电子领域中的应用引起了人们的重视。对于高性能的逆变电源的设计，模糊控制器有着以下优点：①模糊控制器的设计过程中不需要被控对象的精确数学模型，模糊控制器有着较强的鲁棒性和自适应性。②查找模糊控制表只需要占用处理器的很少的时间，因而可以采用较高采样率来补偿模糊规则和实际经验的偏差。模糊控制从模仿人的思维外特性入手，模仿人的模糊信息处理能力。理论上己经证明：模糊控制可以任意精度逼近任何非线性函数，但受到当前技术水平的，模糊变量的分档和模糊规则数都受到一定的，隶属函数的确定还没有统一的理论指导，带有一定的人为因素，因此模糊控制的精度有待于进一步提高。（７）神经网络控制神经网络控制“一们也属于智能控制范畴，是基于模仿生物大脑的结构和功能而构成的一种信息处理系统，它是由简单的计算处理单元通过采用某种网络拓扑结构而构成的功能强大的活性网络。神经网络控制也不依赖于受控对象的模型，非常适合于具有不确定性和高度非线性的控制对象，并且具有较强的自适应和学习能力，鲁棒性强。但是由于当前的智能化水平还不够高，许多应用方面的要求还不能得到很好的满足，网络分析与综合的一些理论性问题，还没得到很好的解决。目前，在神经网络结构的选取、学习方法等方面也已经有了一些成果，但由于神经网络的实现技术没有突破，还没有成功地应用于逆变电源的控制之中。从上述各种控制方案的分析可以看出，逆变电源的各种控制策略各有所长。因而，各种控制策略相互取长补短、相互渗透、互济优势，构成复合控制器是一种趋势所在。且随着信息技术及微电子技术的高速发展，对逆变电源的性能提出了更新、更高的要求，也就使得高性能、智能化的控制技术应用于逆变电源的控制之中。随着研究的深入进行，也将会有更多、更适合逆变电源控制的智能控制策略。因此随着硬件水平的提高，智能控制将取代传统控制而成为逆变电源系统控制的主流。６绪论１．４本文主要研究内容本文的工作是对基于ＤＳＰ的单相逆变电源数字化控制技术的研究。本文一共分血部分，各部分内容如下：第一章主要讲述了逆变电源的现状及发展趋势，并介绍了谐波的危害来源以及抑制方法，最后介绍了逆变电源的主要几种数字控制策略，分析其优缺点，为后文控制策略的选择打下了基础。第二章主要首先介绍了逆变电源的构成，建立了单相逆变器的数学模型并给出了在ＭＡＴＬＡＢ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下的仿真模型，然后简单介绍了正弦脉宽调制法原理，为本文提供了研究背景资料和理论基础。第三章在对重复控制技术理论分析的基础上，将重复控制器用于单相５０Ｈｚ逆变器的波形控制，重点分析了重复控制的基本原理，重复控制器的设计思路。且基于被控对象对重复控制器参数尤其是补偿器参数进行了详细的分析以及设计。第四章，为改善重复控制的动态性能，提出了模糊自整定ＰＩ与重复控制的复合控制方案。将重复控制器与模糊自整定ＰＩ控制器并联在前向通道同对被控对象进行控制，两种控制器取长补短，优势互补，提高了系统性能。并介绍了模糊控制器的原理以及设计方法并将其用于模糊自整定ＰＩ控制，并进行了大量的仿真，仿真结果证明复合控制器是逆变电源系统获得了良好的稳态和动态性能。第五章对基于ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ＤＳＰ的逆变电源系统软硬件设计。在ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ＤＳＰ的基础上对一些硬件电路进行了设计，给出了相关原理图的介绍，画出了系统软件流程图。其中本设计对逆变电源系统的驱动电路、辅助电源电路、采样调理电路等硬件电路进行了调试。在文章的最后对全文的工作进行了总结，并就下一步的工作进行了展望。７西安理工大学硕士学位论文２逆变器数学模型及其分析２．１逆变器数学模型逆变器主电路最常用的结构有全桥电路和半桥电路两种，半桥电路所用的功率开关管少，驱动简单，成本低，桥臂电压的输出频率和开关频率相同，适合于小容量的场合。而全桥电路由于存在零电压的续流状态，可以获得更好的谐波控制。当全桥电路中开关管承受的电压与半桥一样时，流过开关管的电流，在相同的输出功率时，全桥是半桥的一半。尽管全桥所用的功率管数量较多，但可以很容易进行多种组合，因此，全桥电路在各种场合尤其功率输出较高时得到十分广泛的应用。本设计逆变器主电路选用全桥拓扑如图２—１所示，经过ＬＣ低通滤波器，滤去高频成分，在滤波电容两端获得光滑的正弦波。控制技术采用正弦脉宽调制（ＳＰ嘲）法¨’１“”１０ＥＲ在图２—１中，￡为输出滤波器的滤波电感，Ｒ：为其等效串联电阻，Ｃ为输出滤波器的滤波电容，Ｒｃ为其等效串联电阻，Ｅ为母线电压，Ｕ，为滤波电路输入电压，Ｕ。为滤波电路输出电压。假设负载为电阻Ｒ时，输出电压ｕ。（ｓ）和输入电压ｕ，（ｓ）之间的传递函数Ｐ（ｓ）为：邢卜丽Ｕｏ（Ｓ）；熹罄‰：＝————————。———————‘—————‘——————。’———————。———“—————————————‘——————‘———’———‘————’—’。一墨￡墨鱼±墨＼●．Ｊ，（２．１）ＬＣ（Ｒ＋Ｒｃ）ｓ２＋【三＋（Ｒ￡＋Ｒｃ）ＲＣ＋Ｒ工ＲｃＣ］ｓ＋Ｒ＋Ｒ工在通常情况下，Ｒｃ为毫欧级，吼为欧姆级，故在建模时尺ｃ可以忽略，则上式变为：尸０）一———＿———二∑————一ＬＣＲｓ２＋（Ｚ＋ＲＬＲＯｓ＋Ｒ＋凡（２．２）８逆变电源数学模型及其分析２．２单相逆变器Ｓｉｍｕｌｉｎｋ仿真模型ＭＡＴＬＡＢ语言是一种广泛应用于工程计算及数值分析领域的新型高级语言和优秀的通用仿真软件。ＭＡＴＬＡＢ中Ｓｉｍｕｌｉｎｋ动态仿真集成环境是以ＭＡＴＬＡＢ为基础的用于动态系统建模和仿真的软件包，它由ＭａｔｈＷｏｋｓ公司开发。Ｓｉｍｕｌｉｎｋ的一个突出优点是用户可以在屏幕上调用现成的图形模块，并把它们适当的连接起来构成系统的模型（即所谓的可视化建模），然后对它进行仿真。对电力电子领域还有专门的ＳｉｍＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍｓ工具箱，可直接利用，十分方便快捷。图２—２是在ＭＡＴＬＡＢ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ中建立的一个单相逆变电源带电阻负载时的仿真模型。该模型由ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ（控制器）、ＰＷＭＧｅｎｅｒａｔｏｒ、ＵｎｉｖｅｒｓａｌＢｒｉｄｇｅ和ＬＣ滤波器几部分组成。其中本文的重点是对控制器的设计。图２—３是单相逆变桥四个功率管连接的具体形式。在ＩＧＢＴ元件中，ｇ为栅极，Ｃ为集电极，Ｅ为发射极，ｍ为测量端。图２－２单相逆变器的仿真模型Ｆｉｇ．２－２ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎＭｏｄｅｌｏｆＳｉｇｎａｌ—ＰｈａｓｅＩｎｖｅｒｔｅｒ图２－３单相逆变全桥电路仿真模璎Ｆｉｇ．２—３ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎＭｏｄｅｌｏｆＳｉｎｇｌｅ－ＰｈａｓｅＦｕｌｌ—ＢｒｉｄｇｅＩｎｖｅｒｔｅｒ９西安理工大学硕士学位论文２．３ＳＰＷＭ技术简介采样控制理论有一个重要的原理，即冲量等效原理：大小、波形不相同的窄脉冲变量作用于惯性系统时，只要它们的冲量即变量对时间的积分相等，其作用效果基本相同。正弦波脉宽调制（ＳＰＷＭ）波形｜２３，２８］，就是与正弦波等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形。如图２—４（ａ）所示，把正弦波分成Ⅳ等份，脉冲宽度都等于州Ⅳ，但幅值不等，且各脉冲的幅值按正弦规律变化。把上述脉冲序列用等幅而不等宽的矩形脉冲来代替，使矩形脉冲的中点和相应的正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积（冲量）相等，就得到如图２－４（ｂ）所示的脉冲序列，这就是ＰｗＭ波形。根据面积等效原理，Ｐ１】ｌ『Ｍ波形与正弦半波是等效的。对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到ＰｗＭ波形。这样就得到了ＳＰＶ｜｝ｌＶｌ波形。ＳＰ硼分单极性和双极性两种，本系统采用双极性ＳＰｗＭ调制。图２－５的单相桥式逆变电路在采用双极性控制方式时的波形如图２－６所示。采用双极性方式时，在Ｕ，的半个周期内，由于三角载波是双极性的，有正有负，所以得到的ＰＷＭ波也有正有负。在“，的正负半周，对各开关器件的控制规律相同。即当Ｕ，＞Ｕ。时，给Ｑ１、Ｑ４以导通信号，给Ｑ２、Ｑ３以关断信号，这时如果艺＞０，则Ｑｌ和Ｑ４导通，如果ｉｏ＜０，则Ｄ１和Ｄ４通，不管哪种情况都是输出电压“。一Ｅ。当“，＜Ｕ。时，给Ｑ２和Ｑ３以导通信号，给Ｑ１和Ｑ４以关断信号，这时如果‘＜０，则Ｑ２和Ｑ３通，这时如果‘＞Ｏ，则Ｄ２和Ｄ３通，不管哪一种情况都是醒。一一Ｅ。即在掰，的一个周期内，输出的Ｐ１｜｜『Ｍ波只有土Ｅ两种电平，在调制信号Ｕ，和载波信号Ｕ，的交点时刻控制各开关器件的通断。单相桥式电路即可采取单极性调制，也可采用双极性调制，由于对开关器件通断控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。但三相桥式逆变电路都采用双极性控制方式。¨』洲；，由¨汝Ｆｉｇ．２—４；㈡心；—闷ＨＵ：融¨；“¨陵｜｜信号波～滚载波图２．４用ＰＷＭ波代替正弦半波ＰＷＭＷａｖｅｆｏｒｍＳｉｎｕｓｏｉｄａｌＲｅｐｌａｃｅ图２—５单相桥式ＰＷＭ逆变电路Ｆｉｇ．２－５ＰＷＭＩｎｖｅｒｔｅｒｏｆＳｉｇｎａｌ—ＰｈａｓｅＢｒｉｄｇｅＷａｖｅｆｏＩＴＩＩ１０逆变电源数学模型及其分析／ｆ，Ｉ寸ｒ㈧、Ｉ＼＼㈨ｌｎ＂Ｉ强ｌ、ｍ、ｊｊｊ荆Ｖ一Ｃ图２石双极性ＰＷＭ控制方式波形Ｆｉｇ．２－６ＷａｖｅｆｏｒｍｏｆＤｕａｌ－ＰｏｌａｒｉｔｙＰＷＭＭｅｔｈｏｄ１１西安理工大学硕士学位论文３逆变电源重复控制技术研究重复控制是一种基于周期的控制方法，它源于控制理论中的内模原理。在内模理论的应用中存在某些系统中的扰动信号不是单一频率正弦信号，信号频谱中包含多种谐波成分的问题，必须对每一个干扰信号设置一重内模，当谐波成分较多时，相应的内模数量也多，在工程上难以实现。针对这个问题，于１９８１年Ｔ．Ｉｎｏｕｓ成功地采用重复控制的方法消除了系统的谐波干扰。由于重复控制独特的性质，吸引了以Ｓ．Ｈａｒａ，Ｍ．Ｎａｋａｎ和Ｔ．Ｏｍａｔａ为代表的一批学者对重复控制理论进行研究。１９８５年，Ｓ．ｔｉａｒａ从数学上证明了重复控制的本质是基于内模原理的一种控制方法，完善了重复控制的理论体系。由于重复控制器多采用数字控制的形式，Ｍ．Ｔｏｍｉｚｕｋａ和Ｋ．Ｃｈｅｗ等学者提出了改进的离散重复控制器。至此，传统的重复控制理论以及设计方法基本成熟¨Ｊ¨。为了解决整流型负载引起的输出电压波形畸变，Ｔ．Ｈａｎｅｙｏｓｈｉ、Ａ．Ｋａｗａｍｕｒａ和Ｒ．Ｇ．Ｈｏｆｔ于１９８８年首次在逆变电源中引入重复控制器，开创了重复控制理论的一个新的应用领域。但效果不太理想，这使得在其后的一段时间里重复控制器仅作为辅助控制器与其它控制器结合使用。对于电源系统而言，除了稳态性能以外，动态性能也是一项重要指标，由于重复控制器结构上存在周期延时环节，动态性能不如其它的控制器。为了得到满意的动、静特性，当前很多学者研究将重复控制器与其它控制器结合，例如无差拍技术、状态反馈等。当前，重复控制已经在电源系统中得到应用，展示出了优良的性能。从波形控制的发展可以看出，无论是ＰＩ控制、无差拍控制，还是滑模控制和模糊控制，都是通过提高系统动态性能的方法抑制干扰，改善输出波形质量。这种方法对负载突加突卸情况下波形的控制有很好的效果，但是对于周期性的扰动，例如整流型负载时，上述方法的效果并不理想。这种情况下采用重复控制技术可以取得非常满意的波形控制效果。因此重复控制越来越受到人们的重视。３．１重复控制基本思想重复控制是基于内模原理的一种控制思想。所谓“内模”，是指在稳定的闭环控制系统中包含外部输入信号的数学模型。内模原理具体表述为：对于一个控制系统而言，若控制器的反馈来自被调节的信号，且在反馈回路中包含相同的外部信号动态模型，则系统是稳定的。本质是把系统外部信号的动力学模型植入控制器以构成高精度的反馈控制系统，能够无静差的跟随输入信号ｕ１‘２５｜。当内模中的数学模型描述的是周期性的信号时，那么闭环控制系统就能够无静差的跟踪周期信号。如果系统的给定信号或扰动为单一频率的正弦信号，那么只要在控制器内１２逆变电源重复控制技术研究植入与指令同频率的正弦信号模型，即：ＧＯ）；—之Ｓ‘＋∞‘（３．１）这样可以实现系统的无静差跟踪。如果外部信号包含其它频率成分，若要实现无静差，只能针对每一种频率的信号设置一个内模，如果频率成分较复杂，那么内模数量就会很大，３－程上实现不易，为此需要寻找一种新的内模形式来描述此种类型的外部信号。尽管扰动信号的频率多种多样，但它们都具有两个特点：首先是周期性，其次是指令信号的谐波形式即扰动信号是在每个基波周期都以完全相同的波形出现。这样的信号，可采用如下形式的内模：Ｇ∽一专㈣２）其中：Ｌ为给定信号的周期。这是一个周期延时正反馈环节，无论任何形式的信号，只要重复出现，而且频率是基波的倍数，那么该内模的输出就是对输入信号的逐周期累加。当输入信号衰减为零，该内模依然还是会不断的逐周期输出与上周期相同的信号，相当于任意信号发生器。它的作用类似于积分环节，区别仅在于它是逐周期的累加。因此这样的内模能够满足要求。采用这种特殊形式内模的闭环控制系统称之为重复控制系统。由于上式中的纯延时环节ｅ越难以用模拟器件实现，因而在应用中重复控制都是以离散的数字形式实现，如图３－１。重复控制内模的离散形式为：Ｇｚ）＝若Ｊ（３．３）其中：Ⅳ为一个周期的采样次数。ＡＬ八２。，八ＶＶ～Ｖ一图３—１重复控制器模型Ｆｉｇ．３—１ＭｏｄｅｌｏｆＲｅｐｅｔｉｔｉｖｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ图３—１所示的重复信号发生器可视为以周期为步长的纯积分环节，“纯积分＂虽然在理论上可以实现无静差，但它对系统的稳定性和鲁棒性极为不利。这种结构给系统带来Ｎ个位于单位圆周上的开环极点，使开环系统呈现临界振荡状态，系统参数的稍微变化或建模的误差都会导致系统失去稳定，这在控制系统的设计以及实际工程应用中都是不允许的。因此，实际系统中采用了一种改进型重复信号发生器，改进的实质是将误差的纯积分环节改为“准积分”，结构如图３—２所示，其中设计的Ｑ０）是一个非常关键的参数。由于引入辅助补偿器Ｑ（ｚ），使系统在单位圆上的极点发生偏移，放宽控制系统的稳定范围，同时也不可避免的削弱了积分效果，降低了系统的性能，使其成为一个准周期信号发生器。Ｑ（ｚ）一般取一个略小于ｌ的正常数。１３西安理工大学硕士学位论文图３－２改进的重复信号发生器Ｆｉｇ．３·２ＩｍｐｒｏｖｅｄＲｅｐｅｔｉｔｉｖｅＳｉｇｎａｌＧｅｎｅｒａｔｏｒ其传递函数为：塑；—圭当Ｑ０）＝Ｏ．９５时上式写成差分方程的形式为：～昌一ｅ（ｚ）１一Ｑ（ｚ）ｚ一州（３．４）ｕ（ｋ）＝０．９５ｕ（ｋ一Ⅳ）＋ｅ（ｋ一Ⅳ）（３．５）式（３．５）表明：每隔一个周期（Ｎ步）输出量获得一次累加。但这种累加是先将输出量上周期的值削弱５％，然后加上输入量的当前值。当输入量低至输出量的５％时，以上累加过程也就相当于停止了。因此这种控制器是以牺牲无静差为代价来换取稳定性的改善。３．２重复控制器系统结构由３．１节可知，理想的重复控制系统“～趵１，结构框图如图３－３（ａ），但是这种结构的重复控制器的稳定性完全取决于Ｐ（ｚ）参数，系统很敏感，极其容易受到干扰而进入不稳定的区域。所以，在实际中应用的重复控制器均引入了相应的补偿器用来补偿Ｐ＆）从而提高系统的稳定性，如图３－３（ｂ）；此种结构的重复控制器直接串联在前向通道上，存在着一个很明显的问题即控制系统为了实现超前控制而延迟一个基波周期。这样以来，当指令突加时（比如逆变器开机），输出量对指令的跟踪速度将受到重复控制器的。针对这种情况，可以设置指令的前馈通道对系统进行改进，这样在突加指令时，系统对指令的跟踪主要通过前向通道来实现，而重复控制器主要用来抑制系统的误差。这样的控制结构被称为“嵌入式”＂结构，嵌入式重复控制器结构如图３—３（ｃ）所示。其意义是把被控对象Ｐ０）看作原有的一个稳定系统，指令为ｒ（ｋ），输出为ｙ（七），则重复控制可以看成是一个嵌入部件，它检测原系统的跟踪误差Ｐ伙），然后通过在原有指令上叠加一个修正量来减小误差。“的９曾：一团＿鲰囤ｔ６ｆ２矿；｜Ｌｊ孑觜Ｉ≯囤妫ｊ，团镌囫缈ｉ（ａ）理想重复控制器１４逆变电源重复控制技术研究ｒ脚～古∥≮纛ＩＩｌｌ一一一＋霞复拱；告０器…“一敢～ｋ囫一；ｌ●，●～（ｂ）补偿后的重复控制器，－（妨｝９≮药等省一输ｊ如图若ｌｙ’曾手静囵一蛔一～拇圈奶：ｌｌ恒＇匮掣ｉ（ｃ）嵌入式重复控制器图３－３重复控制器结构图Ｆｉｇ．３－３ＢｌｏｃｋｏｆＲｅｐｅｔｉｔｉｖｅＣｏｎｔｒｏｌＳｙｓｔｅｍ图中：Ｐ（ｚ）一被控对象的传递函数；，（七）一参考信号；ｅ似）—误差信号；Ｓ（ｚ）、Ｑ（ｚ）一补偿器；ｙ（七）一系统输出电压；ｄ∞）一扰动信号；Ｚ－Ｎ一周期延时环节，Ⅳ为在一个基波周期内的采样次数。Ｈ似）一重复控制器补偿后的参考指令。３．３系统参数设计重复控制器参数设计应从逆变器的模型特性出发，首先保证系统的稳定性，然后才考虑谐波的抑制能力和误差收敛速度。在系统设计中，单相逆变器数数模型常用一个二阶函数Ｐ（ｚ）来表示。由于高频特性很复杂，极易受参数微变以及建模时忽略的高频模态的影响，所以无法精确的描述控制对象在高频段的特性，而只能相对准确的反映其在中低频段的性能。所以，重复控制器总的设计思想是：选择合适的Ｓ（ｚ），在中低频段与尸（ｚ）对消，也就是使得Ｓ（ｚ）Ｐ（ｚ）在中低频段幅频增益为零；而在高频段，由于模型不精确，故放弃对Ｐ（Ｏ的对消，让Ｓ（ｚ）骤然衰减，从而消除Ｐ（ｚ）的谐振尖峰，增强系统的鲁棒性。３．３．１被控对象数学模型。由２．１．１节可知，单相全桥逆变器ＬＣ滤波器的输出电压ｕ。（ｓ）和输入电压玑（ｓ）的传递函数：尸（ｓ）一瓦萨可ｉ可Ｒ丽ｉｉ瓦为逆变器带电阻负载Ｒ时的系统传函。当负载Ｒ－’∞时可以得到逆变器空载时的传递函数‰８川１：１５㈣。＝ＬＣｓｏ孟Ｒ砸。面素而２＋仁＋Ｌｃｂ＋１＋生“…￡川设计必须基于空载来进行，逆变器空载时的传递函数可表示为：西安理工走学硕士学拉论文∞·６’由于逆变器在空载时的阻尼最小，振荡性最为剧烈．控制难度也最大，困此控制器的㈨１瓦爱鬲其中峨。了暑为自然角频率，ｆ一鲁捱为阻尼比。慨７）本文中．取滤波电感￡·１．２ｍＨ，滤波电感等效电阻ＲＬ一０．９Ｑ，滤波电容Ｃ－２２“Ｆ功率管开关频率１０ＫＨｚ。代入式（３．６）可得：耶）＝７而３丽．７８８面ｘ１０ｉ『’两矿可求出式（３８）的转折频率∞．－６．１６×１０３ｔａｄ／ｓ，阻尼比ｆ＝０Ａ。在１０ＫＨｚ的采样频率下，得到其离散形式：（３８）州；）＿３１１１望！塑堑ｚ‘一１．５７４ｚ＋０９２７７如图３—４所示是逆变器空载时伯德图，即尸“）的幅相特性曲线变器所带电阻负载Ｒ分别为１０Ｑ、１０００、５００ｃｔ时伯德图。（３９）如图３－５所示为逆从图３－４、图３－５中可以看出．在转折频率札处出现较大的谐振峰值，且随着负载Ｒ的不断增大谐振峰值也增加，在Ｒ－’＊也就是逆变器空载时，谐振峰值达到最大。为了保证系统在任何负载条件下都能够稳定．设计时以空载状态下谐振频率点处的稳定性作为设计指标，这是因为带ＬＣ滤波器的逆变电源在空载时有晟强的震荡特性。№ｔｌｖ＃ｔｍＢｏｄｅｍｗ；．ｒ一。ｒ１’？＼＼ｉ＿，．。曩＞、羞。ｉ一；ｍ。１０．』、。｝．∞０＿二＿≥囊器：ｌ，。ｍ一，一㈠：。，，…，ｒ了…一１。０“ｆ一１０ｊ逆变电源重复控制技术研究３．３．２补偿器ｓ（ｚ）的设计为了使系统达到稳定，需要采用补偿器来抵消系统在转折频率处的谐振峰值ｎ’３’８１。补偿器Ｓ（ｚ）是针对Ｐ０）的特性而设置的，另外，为了迅速而有效的消除系统误差，重复控制器输出的校Ｊ下量必须相位准确，幅值恰当，二者缺一不可，否则会影响到波形的校正结果，甚者会破坏系统的稳定性。所以Ｓ（ｚ）是重复控制器中最重要的部分，它对重复控制器性能的好坏有决定性影响，补偿器Ｓ（ｚ）一般采用以下形式‘３’：Ｓ（ｚ）一Ｅ·Ｚ‘Ｓ。０）·厂（ｚ）（３．１０）它由重复控制增益Ｋ，、超前环节Ｚ‘和滤波器Ｓ。Ｑ）·，（ｚ）三部分组成，其中：①重复控制增益设定为小于１或等于１的正常数，用来控制加入补偿量的强度。减小Ｋ，，则收敛速度缓慢，稳态误差有所上升，但系统的稳定性会增强。②超前环节ｚ‘作为相位补偿环节来补偿逆变器控制对象Ｐ（ｚ）和二阶低通滤波器Ｓ。（ｚ）引入的相位滞后，从而使得ｚ‘ｅ（ｚ）Ｓ。（ｚ）在中低频段近似为零相移；③滤波器墨０）·ｆ（ｚ）是重复控制器中最重要的部分，它的作用主要体现在：将被控对象Ｐ（ｚ）中的低频增益校正为１，或略小于ｌ；抵消由受控对象所产生的谐振峰值，使之不破坏系统的稳定性；增强前向通道的高频衰减特性，提高系统的稳定性和抗高频干扰能力。补偿器一般首先选用二阶低通滤波器ｎ一氐剐，记作ＳＯ），它虽然对系统的稳定性和谐波抑制能力等性能影响不大，但可以对高频干扰进行衰减，提高系统的抗干扰能力。其主要作用是用来消除Ｐ（ｓ）的谐振峰值，使得Ｐ（ｓ）在谐振点处有较大的幅值衰减。常见二阶低通滤波器的传递函数Ｓ（ｓ）为：墨Ｏ）：１——＝Ｌ一＾、２一ｊ（３．１１）ｓ‘＋２蓟ｏｄｓ＋ｍ：低通滤波器的参数选择时，其转折频率应小于Ｐ（ｓ）的转折频率。为使墨（ｓ）提前进入衰减状态，可以通过增大阻尼系数或者降低转折频率来实现，但是这样将会大大降低ＰＯ）参数中的中低频增益，减小通带宽度，影响系统的性能。因此选取转折频率６－０ｄ；６ｘ１０３ｒａｄ／ｓ。为防止Ｓ。（ｓ）震荡，阻尼比考应大于等于１。当考分别取ｌ、２、４时Ｓ。（ｓ）的幅频特性曲线如图３—６所示。由图３－６可以看出，随着阻尼比的增大，墨０）在中低频段就开始衰减，不利于系统的稳定性，因此选择；＝１。所以二阶低通滤波器传递函数为：㈣＝而高‰（３．１２）采样频率为１０ＫＨｚ时，其离散形式为：ｓ，ｏ）；｛婴坠塑（３．１３）１７西安理工大学硕士学位论文如图３—７所示为Ｐ（ｚ）与Ｓ，（ｚ）Ｐ（ｚ）的幅频特性曲线。从图中可以看出，经补偿后在高频段曲线衰减较快，但它对谐振峰值的补偿还不够。因此在谐振峰值处，为了获得足够的衰减，需引入另一个滤波器，它应该对中频段有很强的衰减和较陡的斜率，对于其它频段影响很小。因此选用零相移滤波器即梳状滤波器（Ｎｏｔｃｈ函数），此函数对待定的频率有很强的衰减作用，而且衰减速度很快，对周围频段的影响很小。可通过合理设计此函数，使它的最大衰减处恰好位于逆变器的谐振点，最大程度的衰减谐振峰值，而且此函数具有零相移特性，不必进行相位补偿。其基本表达式如式（３．１４）所示：ｍ，霄他，；型望２：在频域中分析，将Ｚ＝ｅ“一ｅｊ订＝ｃｏｓｒｏＴ＋ｊｓｉｎｔｏＴ代入式（３．１５）可得：（３．１４）∥吩坠竺若薏警攀●■－ＢｏｄｅＤｉａｇｒａｍ２∑”口。㈣㈣０．：ｊ：：：：．－１．ｎ≯：４以ｊ：：：：．．：．：：：敏．．：，：ｊ：？：㈤ＩＩｌ㈦ｕｌＩＩ｜！；三瑰懋、喇！Ｉ㈣ｉ：：Ｉ．∞：：：：：黑＃≮｛蠢≮：：Ｉ…¨¨ｌ…¨’１－…ｆ｝Ｉ：：：㈨ｉＩ、码ｑ川’：：：：：：：ｌ·Ｉ，一Ｖ‘／…¨Ｉ‘■一－‘，…ＩｌｌＩＩ：一｝．一‘－而¨Ｉ、、ｊ？、～＿…Ｉ¨ｆｌ…”Ｊ‘嘲’ｔＩ·，｝ｌ…ｌ…“Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（ｒａｄ／ｓｅｃ）３—６Ｆ嘲㈣甜（’８妇ｃ》图３—７Ｐ０）与Ｓ，（ｚ）Ｐ０）的幅频特性曲线Ｆｉｇ．３－７Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ－ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＲｅｓｐｏｎｓｅｏｆ图ＳｌＧ）不同阻尼比时的幅相特性曲线Ｓ１Ｏ）Ｆｉｇ．３－６Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ－ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＲｅｓｐｏｎｓｅｏｆＰ（ｚ）ａｎｄＳ。０）Ｐ（ｚ）根据式（３．１５）可以看出：Ｎｏｔｃｈ函数的相位可能在０与万之间跳变，在设计中应将之设计为恒正量，也就是使它始终无相移，这样就无需对它进行额外的相位补偿；分子的最大值与分母相等，所以最大幅频增益为ＯｄＢ；若在某一频率处，分子出现零值或接近于零，则幅频增益趋向于负无穷小量，这有利于消除谐振尖峰；给出一个Ｎｏｔｃｈ函数的具体表达式，就可以推算出其波谷所在的位置。由于谐振峰值为单一频率值，故Ｎｏｔｃｈ函数可选取为如式（３．１６）的形式“敏２６１：他，一鼍字１８（３．１６）逆变电源重复控制技术研究将ｚ＝ｅｊ‘村代入式（３．１６）可得到：ｆ（ｅｊｎｚ）。—２ｃ＿ｏｓｍ－ｔｏ—Ｔ＋ａｏ二十口Ｏ（３．１７）由上式可知，ｆ（ｅ。ｍｒ）的值为实数，当０＜ａｏ＜２时，ｆ（ｅ’叮）的值有正有负，表明，（ｚ）的相位在０与石之间跳变，当ａｏ乏２时可保证厂Ｏ）相位变化为零。当ａｏ。２时，ｆ（ｅ’叮）一０，则可表明，（ｚ）对特定频率有最强的衰减，此时应满足：２ｃｏｓｔａｍ丁＋２。０（３．１８）于是有：ｍ∞ｒ；硝专∞；』生，—１０００—０ａｔｍＴｍ（３．１９）又由于：根据式（３．１９）与式（３．２０）可得ｍ一５．１，取ｍ一５。则式（３．１６）可以改写成：（３．２１）他）。半∞。击－６１６０ｒａｄ／ｓ（３．２０）ｆ（ｚ）与砟）相比较的幅相特性曲线如图３—８所示，可以看出ｆ（ｚ）的第一个波谷可以完全抵消Ｐ０）的谐振峰值。经厂０）与Ｓ，Ｑ）补偿后Ｓ１０），０）Ｐ（ｚ）幅相特性曲线如图３—９所示，从图中可以看出，逆变器的谐振峰值已经完全消失，高频段的增益也得到了有效的抑制。０—９０．｛８０。２７０．３９嚣．毒￡０．暑；Ｇ１Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（ｒａｄＪｓｅｃ）Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（ｒｅｄ／ｓ—ｅｃ）图３－８厂（ｚ）与ＰＱ）幅相特性曲线Ｆｉｇ．３—８Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ－ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＲｅｓｐｏｎｓｅｏｆ图３－９补偿后的系统幅相特性曲线Ｆｉｇ．３—９Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ—ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＲｅｓｐｏｎｓｅｏｆｓｙｓｔｅｍａｆｔｅｒｃｏｍｐｅｎｓａｔｅ厂０）ａｎｄＰ（ｚ）对于幅值补偿，设计了重复控制器的增益Ｋ，，它用来调节重复控制器输出的幅值，其取值范围是０＜Ｋ，ｓ１。Ｋ，因子对整个重复控制系统的稳定性和误差收敛速度有很大的影响。增大Ｋ，，收敛速度变快且稳态误差有所减小，减小Ｋ，，系统稳定裕度增大。实际设计时，可先将Ｋ，的值设为１，然后根据系统的稳定性和收敛速度来逐渐减小Ｋ，，直至１９西安理工大学硕士学位论文系统的性能达到最优。对于相位补偿，选择补偿环节ｚ‘可适当的补偿系统的相移，其次又不会对系统的幅频特性带来影响。当最０）Ｐ仁）为零相移特性时，系统会具有较好的稳定性和收敛速度。由于前项通道上的ｚ。Ⅳ能够实现周期延迟，因此也可以用ｚ‘实现相位超前，从而能够利用它的相位超前特性来补偿滤波器Ｓ，（ｚ）和控制对象Ｐ（ｚ）的相位滞后。此时由于Ｓ０）和ｅ（ｚ）均已确定，因此可以得到Ｓ。Ｑ）Ｐ（ｚ）的相频特性曲线，根据Ｓ，Ｑ）和Ｐ０）相迭加的相频特性以及系统的采样频率来选择合适的超前步长ｚ‘。超前环节ｚ‘应能使系统在整个中低频段内前向通道的总相移尽量小。相位补偿的好，能增强该频段谐波的抑制能力，且误差收敛速度也会加快。８蹴陋翻豳啊撩雪一譬鞲孟ｆ糟鳓糟删：ｙ《ｒ援啪培ｃ）图３．１０超前环节的设计Ｆｉｇ．３—１０ＤｅｓｉｇｎｏｆＦｏｒｗａｒｄＰａｒｔ如图３－１０所示为Ｚ．３、Ｚ－４、ｚ。５与Ｓ，（ｚ）Ｐ０）相比较的相频特性曲线，从图中可以看出ｚ＇３、ｚ－５在中低频段相位与Ｓ１０）Ｐ（ｚ）差距较大，而ｚ－４在中低频段相位与Ｓ。（ｚ）Ｐ０）基本吻合，高频段虽然存在相位差，但是由于高频信号已经被严重衰减，所以不会对系统稳定性产生影响，故此处超前环节可选为ｚ４。３．３．３辅助补偿器Ｑ（ｚ）的设计由３．１节可知重复控制信号发生器的传递函数为：眦，；老＝高≥低通滤波器［２９，３０｜。①常数型慨２２，重复控制中Ｑ０）滤波器通常有三种设计方法即：常数型、一阶低通滤波器和零相移常数型滤波器的设计最简单，也最常用。Ｑ（ｚ）采用常数时，重复信号发生器对基波和所有谐波的增益完全相同。以ＱＯ）＝０．９５为例来说明，在补偿器效果理想的时候，加入重复控制后误差衰减为原值的１／２１，牺牲了一定的稳态精度，但对系统的稳定性是有利的。因此对于常数型的Ｑ（ｚ），重复信号发生器Ｈ（ｚ）在系统处于稳态时可以看作～个非线性的比例环节Ｋ。，且上限为Ｖｉａ—Ｑ心）】ｏ逆变电源重复控制技术研究对于Ｑ（ｚ）具体的数值选择，有以下几个原则：Ｑ（ｚ）越小越能够增强系统的鲁棒性，但是同时稳态误差精度就越差；Ｑ（ｚ）越大越能提高系统的稳态误差精度，系统的输出波形质量也越高，但易造成系统的震荡。②一阶低通滤波器其形式为：Ｑｏ）ｔ熹（３．２３）在高频段，Ｑ（了）以一２０ｄＢ／十倍频程的速率衰减，相对于常数型ＱＯ），重复控制的稳定性条件更容易得到满足。用一阶低通滤波器实现频域的问题是，不仅放弃了高频段的精度，而目在滤波器的通过频段都降低了精度，最大的原因在于滤波器的相位特性。在式（３．２２）中，Ｈ（ｚ）的增益取决于Ｑ（ｚ）在复平面内与ｌ的差值，差值越小，则增益越大；反之，则增益越小。在低频段，希望日（ｚ）的增益越大越好，这样输出电压才能获得很高的稳态精度。但Ｑ０）为一阶滤波器时，即使其幅值接近１，由于它的相位滞后特性，使得Ｈ（ｚ）依然很难获得较大的增益。因此可以考虑采用一个超前环节和一阶低通滤波器一起使用，如式（３．２３）所示，利用超前环节来抵消一阶低通滤波器在低频段的相位滞后，提高稳态精度，在Ｑ（ｓ）中加入超前环节不会影响重复控制器在高频段的稳定性条件。㈧＝熹（３．２４）即使采用超前环节来补偿一阶低通滤波器的相位滞后，也很难保证Ｈ（ｚ）对ＬＣ滤波器谐振频率之前的所有谐波分量都具有较高的增益，因而重复控制器对低频段谐波的抑制能力也比较有限。③零相移低通滤波器从一阶低通滤波器的分析可知，一阶滤波器的相位特性会影响重复控制器在低频段的稳态精度，因此考虑使用零相移的滤波器，如式（３．１４）所示，这种零相移的滤波器虽然能够满足在低频段的高精度和零相移，但是在高频段尤其是在采样频率附近没有衰减特性，所以系统在高频段的稳定条件容易被破坏，系统容易出现振荡。以上介绍的３种Ｑ（ｚ）各有优劣：第三种精度最高，但是在高频段的稳定性条件相对最难满足：第二种高频段的稳定条件最容易满足，但是牺牲了输出电压的稳态精度。相比之下，常数型的Ｑ（ｚ）是一种折衷选择，所以应用也最广泛。本文选取常数型Ｑ（ｚ）且取ＱＯ）一０．９５。３．３．４周期延迟环节ｚ一Ⅳ前向通道上串联的周期延时环节ｚ‘Ⅳ使控制动作延迟一个周期进行，即本周期监测到的误差信息在下一周期才开始影响控制量。由于已经假定指令和扰动都是重复性的，故这样做将使系统的下一个周期的控制作用具有一定的超前性。采样频率为１０ＫＨｚ，输出Ｊ下２１弦波频率为５０Ｈｚ，所以Ⅳ取为Ｎ＝１００００／５０＝２００。综上所述，可以得出补偿器的具体形式为：Ｓ（ｚ）＝Ｋ，·ｚ‘·Ｓ。０）·Ｉ（ｚ）；０．９０．１２１９ｚ＋０．０８１６７Ｘｚ４Ｘｚ一５＋２＋ｚ５（３．２５）根据式（３．２５）可推出重复控制器在Ｓｉｍｕｌｉｎｋ中的数学形式为：１＋２ｚ－５＋ｚ一１００．１２１９ｚ＋０．０８１６７Ｚ２—１．０９８ｚ＋０．３０１２ｚ一·Ｓ（ｚ）一０．９ｘｚ。１９１Ｘ（３．２６）４重复控制器仿真模型如图３—１１所示：Ｉｎ悟９彩ＤｅｌａｙｌＧａｉｎ图３．１１重复控制器仿真模型Ｆｉｇ．３—１１ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎＭｏｄｅｌｏｆＲｅｐｅｔｉｔｉｖｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ３．４仿真结果研究电路参数如下：直流母线电压Ｅ＝３５０Ｖ；额定输出电压ＵⅣ＝２２０１／；额定输出电压频率厂＿Ⅳ盘５０舷；功率管开关频率厂ｃ一１０ＫＨｚ；采样周期丁一ｏ．０００Ｄ；滤波电感￡一１．２ｍＨ，滤波电感等效串联电阻也一Ｏ．９Ｑ；滤波电容Ｃ一２２ｍ‘．。如图３—１２为单相逆变电源重复控制仿真模型，图中的重复控制器（ｒｅｐｅｔｉｔｉｖｅｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）如图３－１ｌ所示。图３—１２单相逆变电源重复控制仿真模型Ｆｉｇ．３—１２ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎＭｏｄｅｌｏｆＳｉｇｎａｌ—ＰｈａｓｅＩｎｖｅｒｔｅｒＲｅｐｅｔｉｔｉｖｅＣｏｎｔｒｏｌ逆变电源重复控制技术研究以下各图为逆变电源在ＰＩ控制、重复控制下，分别带阻性负载Ｒ：１０Ｑ、突加电阻负载、非线性负载时的输出电压波形及输出电压的ＴＨＤ值。在ＳｉｍＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍｓ工具箱中还提供了ｐｏｗｅｒｇｕｉ模块，其中的ＦＦｒａｎａｌｙｓｉｓ选项可以对输出波形进行分析，并能给出输出波形的ＴＨＤ值，通过ＴＨＤ值的大小的比较可以看出所提出控制方案的优势。（注：图中１表示给定电压，２表示输出电压，３表示输出电流）。由于在逆变电源控制中，ＰＩ控制器是应用最广泛，也是最成熟的技术，所以也对ＰＩ控制方式进行仿真，并与其它的控制策略相比较，来说明所选控制方案的正确性。（１）逆变电源在不同控制策略下带阻性负载Ｒ＝ｌ０９２时仿真结果：４００２００图３－１３数字ＰＩ控制仿真结果Ｆｉｇ．３—１３ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎＲｅｓｕｌｔｏｆＤｉｇｉｔａｌＰＩＣｏｎｔｒｏｌ图３一１４重复控制仿真结果Ｆｉｇ．３·１４ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎＲｅｓｕｌｔｏｆＲｅｐｅｔｉｔｉｖｅＣｏｎｔｒｏｌ（２）逆变电源在不同控制策略下突加电阻负载时仿真结果：西安理工大学硕士学位论文２ｒｉｍｅｆｓ｝图３—１５数字ＰＩ控制仿真结果Ｆｉｇ．３－１５ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎＲｅｓｕｌｔｏｆＤｉｇｉｔａｌＰＩＣｏｎｔｒｏｌ喜２００Ｃｏ矿矿Ｌ∞３薹∞乃ｏ滋躯口专＞ｒＮ半Ｌ…瓣镰融诺冀翅Ｔｉｍｅ（ｓ》图３一１６重复控制仿真结果Ｆｉｇ．３·１６ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎＲｅｓｕｌｔｏｆＲｅｐｅｔｉｔｉｖｅＣｏｎｔｒｏｌ（３）逆变电源在不同控制策略下带整流桥（非线性）负载时仿真结果：｝凸骶。ｊ“膨…ＶＴｉｍｅ（ｓ》图３－１７数字ＰＩ控制仿真结果Ｆｉｇ．３—１７ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎＲｅｓｕｌｔｏｆＤｉｇｉｔａｌＰＩＣｏｎｔｒｏｌ逆变电源重复控制技术研究誓层轩鼍．喜２００Ｃ∞心１八；．ｌ八２０蠲０ｎ６Ｑ【』、－一￡口蚕舅张Ｕ骣既要．２００ｏ＞Ｐ骣‘髟ＴＨＤ＝１，４９％０８Ｎ０９ｎｎｄ’～ｎ０＂Ｓｍｅ（ｓ》图３一１８重复控制仿真结果Ｆｉｇ．３－１８ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎＲｅｓｕｌｔｏｆＲｅｐｅｔｉｔｉｖｅＣｏｎｔｒｏｌ从图３－１３、图３－１５与图３－１７可以看出，当只采用ＰＩ控制，带电阻负载时系统具有较快的响应速度，但是其ＴＨＤ值较小，达到了小于５％的要求，从图中可以看出给定与输出电压重合；突加电阻负载时，在空载状态下电压波形出现“削顶＂现象，在突加负载后“削顶“现象很快消失，输出电压具有良好的正弦度；带整流桥（非线性）负载时，在每一个周期电压的波峰、波谷处都出现畸变，此时ＴＨＤ值已大于５％，超出设计要求。从图３一１４、图３－１６与图３－１８可以看出，当采用重复控制，带电阻负载与整流桥（非线性）负载时，在逆变器开始运行的第一个周期以及突加电阻负载时在逆变器开始运行的第一个周期和突加电阻负载的第一个周期波形都出现畸变，但从第二个周期开始波形能够较好的跟踪给定且正弦度较好。在不同负载情况下输出电压稳态误差较小，输出电压ＴＨＤ值较低，系统具有较强的鲁棒性。综合以上可以看出ＰＩ控制有较好的快速性，但在带整流桥负载时波形畸变严重；重复控制虽然动态性能不佳，但在稳态时要优于ＰＩ控制。但是在扰动发生的第一个周期内，重复控制的弱点即在扰动发生的第一个周期内，控制器对系统不产生任何调节作用，系统近乎处于开环状态，它严重影响了系统的动态性能。另外，重复控制器设计时严格依赖精确的逆变器数学模型，但通常的建模方法比较简单，存在不精确的缺点，故重复控制器的性能也受到影响。因此本设计在采用重复控制技术的基础上，再采用另一种合适的控制策略来弥补重复控制动态性能不佳的缺点，以此来提升系统的性能。３．５本章小结本章在对重复控制技术理论分析的基础上，将重复控制器用于单相５０Ｈｚ逆变器的波形控制，重点分析了重复控制的基本原理，重复控制器的设计思路。且基于被控对象对重复控制器参数尤其是补偿器参数进行了详细的分析以及设计。重复控制器一般设计步骤如下：西安理工大学硕士学位论文①设计被控对象，一般选择逆变器在空载时的传递函数；②设计补偿器ｓ（ｚ）中的低通滤波器Ｓ，（ｚ）和Ｎｏｔｃｈ函数（或其它函数）厂（ｚ），增强前向通道的高频衰减以及抵消由受控对象所产生的谐振峰值，使之不破坏系统的稳定性；③选择合适的超前环节ｚ‘，来补偿Ｐ（ｚ）和Ｓ（ｚ）引入的相位滞后；④选择合适的重复控制增益Ｋ，来控制加入补偿量的强度：⑤选取合适的辅助补偿器Ｑ（ｚ）。通过在ＭＡＴＬＡＢ环境下对采用重复控制的逆变电源系统进行仿真，结果证明重复控制在稳态时可以精确跟踪给定，但其在负载突变时动态性能较差。因此需要结合瞬时控制策略以提高系统的动态性能。模糊重复复合控制技术研究４模糊重复复合控制技术研究重复控制利用扰动的重复性特点，逐周期地修正输出电压，从而得到高品质的输出电压波形。该控制方法具有良好的稳态输出和一定的鲁棒性，但由于自身的缺陷，控制上有一个输出周期的延迟，动态响应性能欠佳。本章在总结大量文献的基础上，将模糊自整定ＰＩ控制和重复控制两种控制方法相结合，形成了一种新的复合控制方案。仿真结果表明，该复合控制方案具有良好的稳态和动态特性。４．１模糊控制理论４．１．１模糊控制特点模糊控制是把模糊数学理论应用于自动控制领域而产生的控制方法，是以模糊集合理论、模糊语言变量及模糊逻辑推理为基础的一种计算机数字控制；作为一种新的控制方法，其数学基础、理论基础、实现方法都和传统的控制方法有很大的区别ｔ３２Ｊ。模糊控制属于一种语言控制，反映了人们在对被控过程进行调节时，不断将观察到的过程输出的精确量转化为模糊量，经过人脑的思维与逻辑推理取得模糊判决后，再将判决得到的模糊量转化为精确量，去实现模拟人进行手动控制时的整个过程。它体现了模糊集合理论、语言变量及模糊推理在不具有数学模型，而控制策略以语言形式定性描述的复杂被控过程中的有效应用。从线性控制和非线性控制角度分类，模糊控制是一种非线性控制；从控制器的智能性看，模糊控制属于智能控制的范畴，同时它结构简单，参数整定方便，因此已成为目前实现智能控制的一种重要而有效的形式。模糊控制与常规控制相比，有它自身的优点：模糊控制具有较强的鲁棒性，被控对象参数的变化对模糊控制的影响不明显，可用于非线性、时变、时滞系统的控制；模糊控制完全是在操作人员控制经验基础上实现对系统的控制，无需建立被控对象的数学模型，是解决不确定系统的一种有效途径；模糊控制的机理符合人们对过程控制作用的直观描述和思维逻辑，由工业过程的定性过程出发，较易建立语言变量控制规则；可由离线计算得到控制查询表，提高了控制系统的实用性等，因此采用模糊控制能取得令人满意的效果。４．１．２模糊控制器基本原理模糊控制器的基本原理框图如图４－１所示，它的核心部分为模糊控制器，如图中的虚线框中部分所示。模糊控制器的控制规律由计算机的程序实现，模糊控制器的基本思想是：西安理工犬擘硕士学位论丈微机经中断采样获取被控制量的精确值，然后将此量与给定值，．（精确量）比较得到误差信号ｅ（精确量）。一般选取误差信号ｅ作为模糊控制器的一个输入量，把误差信号ｅ进行模糊化变成模糊量Ｅ，用相应的模糊语言表示，就得到了Ｅ的模糊集合的一个子集。再由模糊子集和模糊控制规则（模糊关系）根据模糊推理的合成规则进行模糊决策，得到模糊控制量∥。为了对被控对象施加精确的控制，还需将模糊量ｕ转化为精确量掰，这在图４—１中成为解模糊化处理（也称清晰化）。得到了精确的数字控制量后，经数模转换变为精确的模拟量送给执行机构，对被控对象进行一步控制。然后，中断等待第二次采样，进行第二步控制，这样循环下去，就实现了被控对象的模糊控制１３３１。ｉ……～醺飘醉ｉ旷……一ｊｌ’ｌ天１删ｊＩ币Ｖ＇霄Ｅ静ｌ７≯圈卜汁箨控制发射岔橙糊皴他处硎赖翱媛到掀糊次镶己‘鬻梭鳓化处，壁ｌ控制＿礁娜伽ｌ执ｉｊ－｛盼被摔对豫ｌ帆构￡……。．。。……。。…．。…．—．一。ｊ图４—１模糊控制原理框图Ｆｉｇ．４－１ＴｈｅｏｒｙＤｉａｇｒａｍｏｆＦｕｚｚｙＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ综上所述，模糊控制算法可概括为以下四个步骤：①根据本次采样得到的系统输出值，计算所选择系统的输入变量；②将输入量的精确值变为模糊量；③根据输入变量（模糊量）和模糊控制规则，按模糊推理合成模糊控制规则推理计算控制量（模糊量）；④由上述得到的控制量（模糊量）计算精确的输出控制量，并作用于执行机构。４．１．３模糊控制器设计设计模糊控制器时应考虑以下几个方面啪’３舳：①确定模糊控制的结构即确定模糊控制的输入输出变量；②确定模糊控制器输入变量及输出变量的论域，并确定模糊控制器的参数（如量化因子、比例因子等）；③设计模糊控制器的控制规则；④确定模糊化和解模糊化的方法；⑤编制模糊控制算法的应用程序。（１）模糊控制器结构的设计模糊控制系统类似传统控制系统，可分为单变量控制系统、多变量控制系统。模糊控制器的输入量往往可选择为系统输出量的误差、误差变化率及误差变化率的变化率。模糊控制器输入变量的个数称为模糊控制的维数。下面以单变量模糊控制系统为例，说明模糊控制器的结构，如图４－２所示¨４‘３５１。一维控制器如图４—２（ａ）所示，常用于～阶被控对象，由于它的输入只有一个量即误差，因此系统的动态性能不佳。二维控制器如图４—２（ｂ）所示，它的适应性较好，输入量除了误差外还增加了误差变化率，因此动态性能较一维控制器好，这种结构的控制器具有模糊重复复合控制技术研究ＰＤ控制规律，有利于保证系统的稳定性，并可减少系统的超调量，削弱系统的振荡现象。目前，这种控制器的结构应用最多。但二维模糊控制器也可取误差ｅ及其和∑ｅ作为输入变量，这种结构反映的是ＰＩ控制规律。三维模糊控制器如图４—２（ｃ）所示，它的输入又增加了误差变化的变化率，从理论上讲，控制会更精细。但是控制器输入维数增多，控制规则选取困难，控制算法复杂，难以实用。因此本文选用二维模糊控制器。咂雌毛一模糊控制嚣（ａ）一维模糊控制器（ｂ）二维模糊控制器图４．２模糊控制器结构图（ｃ）三维模糊控制器Ｆｉｇ．４—２ＳｔｒｕｃｔｕｒｅｏｆＦｕｚｚｙＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ（２）输入输出变量的论域与尺度变换因子的设计模糊控制器输入和输出变量是一个连续变化的精确量［３４，３５］。模糊控制器的输入变量ｅ、ｅｃ，输出变量砧的实际变化范围称为这些变量的基本论域，选定的模糊子集的范围为模糊论域。将变量的基本论域变换为相应的模糊论域的比例变换系数为尺度变换因子。模糊控制器的输入输出变量的基本论域是由实际被控系统确定的，而模糊论域则是在设计模糊控制器过程中，人为设计的。设误差ｅ、误差变化率ｅｃ和控制量“的基本论域分别为：【一ｅ～，＋已一】、卜ｅｃ～，＋ｅｃ一】和卜“。。，＋“一】。一般情况下，由于资源条件或者为了考虑问题的方便，通常将模糊论域看成离散空间点，而离散点间的情况按照四舍五入取整的方法归并到离它最近的离散点。离散点处理方法具有运算效率高、速度快的特点，所以得到广泛应用。误差语言变量Ｅ的模糊论域为：Ｘ＝｛－ｎ，一九＋１’…，０，…，咒一Ｌｎ】误差变化率语言变量应的模糊论域为：Ｙ；｛－ｍ，－－／７＇／＋１，…，０，…，，＂一１，，＂｝控制语言变量Ｕ的模糊论域为：Ｚ＝｛－ｉ，－ｌ＋Ｌ…，Ｏ，…，Ｚ—ＬＩ｝这里，弗、胁、，分别为连续变化的误差、误差变化率和控制量在Ｏ～ｅ一、０一ｅｃ一和０～范围内量化后分成的档数。一般情况下行、聊、，的取值为６或。若增加论域ａ元素中的个数，控制规则的选取也变得困难，控制算法复杂程度也大大增加。因此语言变量的语言值一般取７个，这样能满足模糊集合论域中元素的个数为语言值个数的两倍，确保模糊集能较好的覆盖模糊集的论域，避免失控现象。为了对输入量进行模糊化处理，必须将输入变量从基本论域转换到对应的模糊论域，西安理工大学硕士学位论文需要通过量化因子进行论域转换。误差、误差变化率的量化因子分别用下面两式确定：ｋ。；旦Ｐｎｍｘ（４．１）ｋ。；三ｅＣＭ必须将其转化为控制量的基本论域中的值。控制量的比例因子定义如下：（４．２）经模糊控制算法计算后得到的控制量，为模糊论域值，不能直接去控制被控对象，丸＝竿（４．３）实际应用中，合理的确定量化因子与比例因子要考虑控制器的字长，控制器中Ａ／Ｄ、Ｄ／Ａ转换的精度及输入值的变化范围。量化因子与比例因子的选择是一个非常关键的问题，它不仅影响系统的动态品质，也会影响到系统的稳定性。当ｋ，选择较大值时，误差的基本论域缩小，增大了误差变量的控制作用，导致系统上升时问缩短，超调量增加，系统响应时间变长，减小ｋ。，相当于削弱了误差的控制作用，有利于减小超调，使上升时间增大，稳定误差增大，使收敛变慢；调整庀。，将会调整误差变化率ｅｃ的作用。增大ｋ。增强ｇｃ的作用，提高模糊控制器的灵敏度，抑制超调。但ｋ。过大，将使系统对于ｇＣ的变化过于敏感，提前了ｇｃ控制作用，延长系统的响应。ｋ。过小，将削弱控制器的灵敏度，不利于对超调量的抑制；调整七。将直接影响控制器的输出。增大ｋ。将会提高系统的快速性，但有可能引起超调和振荡。减小ｋ。对系统的稳定有利，但将延长响应时间。故对于不同系统，应合理选择ｋ。、ｋ。、丸，为使系统响应达到“稳、快、准”的目标，还可对露。、ｋ。、ｋ。进行自校正调整。（３）模糊控制规则的设计模糊控制规则的设计是设计模糊控制器的关键，主要包括选择描述输入输出变量的词集、定义各个模糊变量的子集和建立模糊控制规则［３５，３８］。模糊控制器的控制规则表现为一组模糊条件语句，在条件语句中描述输入输出变量状态的一些词汇的集合，称为这些变量的词集。它是根据模糊语言的定义，有语法规则生成的语言制的集合。一般情况，常选七个词汇，即：｛负大（ＮＢ），负中（ＮＭ），负小（ＮＳ），零（Ｚ），正小（ＰＳ），正中（ＰＭ），正大（ＰＢ））其中Ｎ＝Ｎｅｇａｔｉｖｅ；Ｐ＝Ｐｏｓｉｔｉｒｅ：Ｂ＝Ｂｉｇ：Ｍ＝Ｍｅｄｉｕｍ；Ｓ＝Ｓｍａｌｌ；Ｚ＝Ｚｅｒｏ。选择较多的词汇描述输入、输出变量，可使制定控制规则方便，但是控制规则相应变得复杂。选择词汇过少，使得描述变量变得粗糙，导致控制器的性能变坏。一般情况下选择上述七个词汇，但也可以根据情况选择三个或五个语言变量。本文中输入变量Ｅ、ＥＣ，输出变量【，的语言变量都选为七个。模糊语言变量的每一个语言值实际上是一个在模糊论域上的模糊集合。模糊集合最模糊重复复合控制技术研究终是通过隶属函数来描述的，定义一个模糊集合，实际上就是要确定模糊集合隶属函数曲线的形状。常用的隶属度函数有三角形、高斯型、梯形、钟形等函数，其中三角形隶属函数数学表达式和运算较简单，占用内存空间小，在输入值变化时具有较大的灵敏性，当存在一个偏差时，能很快反应产生一个相应的控制量输出。本文选用三角形隶属函数。模糊控制器的控制规则是由输入输出模糊语言变量的不同语言值排列组合而构成的一组模糊条件语句，反映了人工手动控制的某种思维方式。利用语言归纳手动控制策略的过程，实际上就是建立模糊控制器的控制规则的过程。在模糊控制中，这是非常关键的一步。常见的三种基本类型的模糊条件语句及对应的模糊关系如下：①如果４，那么Ｂ（即ｉｆＲ＝Ａ×ＢｈｔｈｅｎＢ）∥ＲＯ，ｙ）；ｍｉｎ［／“』Ｏ），∥口◇）】②如果Ａ，那么Ｂ，否则Ｃ（即ｉｆＲ一（彳×Ｂ）＋０４×Ｃ）∥ＲＯ，ｙ）一ｍｉｎ［／比＿＠），∥丑（ｙ）】∥鬲Ｏ，ｙ）＝ｍｉｎ［∥·Ｏ），肛ｃ（ｙ）】③如果Ａ且口，那么Ｃ（即ｉｆＡａｎｄＢｔｈｅｎＡｔｈｅｎＢｅｌｓｅＣ）Ｃ）Ｊｃ‘凡（ｘ，Ｙ，ｚ）一ｍｉｎ｛ｍｉｎ［＃４０），∥ｃ（ｙ）】，∥ｃ（ｚ））（４）解模糊方法设计把模糊量转换为精确量的过程，称为解模糊。在模糊控制中，常用的解模糊的方法主要有以下三种［３９，４０１：①最大隶属度法选择模糊子集中隶属度最大的元素作为控制量，若在多个论域元素上同时出现隶属度最大值，则取它们的平均值作为判决结果。这种方法简单易行，算法实时性好，但利用的信息量少。②取中位数法选取求出模糊子集的隶属度函数曲线和横坐标所围成区域的面积平分为两部分的数，作为解模糊结果。这种方法较充分地利用了模糊子集提供的信息量，但计算量较大，在实际应用中有一定的。③加权平均法（重心法）取模糊子集的隶属函数曲线与横坐标围成区域的重心对应的元素，作为解模糊结果，即对输出模糊集合论域中各元素的加权平均，加权因子为各元素在集合中的隶属度∥“），如下式：，“‰－罗ｔ·∥ｏ。）／罗∥＠ｆ）胃，口上述三种方法的特点，在实际应用中，应考虑被控对象的具体情况而选用。（４．４）这种方法利用各元素提供的信息，而且容易消除随机干扰的影响，但计算量大。根据３１西安ＪＥ＿ｒ－大学硕士学位论文４．２模糊自整定ＰＩ控制器（１）模糊自整定ＰＩ控制器结构ＰＩＤ控制算法作为传统控制方法以其计算量小、实时性好、易于实现等特点广泛应用于控制领域。当建立起被控对象的精确数学模型时，只要正确设定参数ＫＰ、Ｋ，、ＫＤ，ＰＩＤ控制器便可实现其作用，但它存在着参数修改不方便、不能进行自整定等缺点。由于绝大多数控制系统存在非线性、时变等不确定性因素，当被控对象参数变化或者受到扰动的作用时，ＰＩＤ控制效果将难以达到预期的目标，控制性能变坏。而模糊控制不依赖于被控对象模型，它不用数值变量而是用语言变量来描述系统特征，并依据系统的动态信息和模糊控制规则进行推理以获得合适的控制量，因而具有较强的鲁棒性，但控制精度不太理想。如果能实现ＰＩＤ控制器的参数在线自调整，进一步完善ＰＩＤ控制器的性能，就能够适应控制系统的参数变化等因素影响。因此可以将模糊控制和ＰＩＤ控制相结合，对ＰＩＤ参数进行自调整，实现系统的最佳控制。这种控制器称为模糊自整定ＰＩＤ控制器［３２，３３］。常规模糊－ＰＩＤ控制器的作用可以用以下位置式来描述：ｕ（ｋ）＝ｕ（ｋ一１）＋（ｋ尸＋ｋｌ丁）Ｐ（七）一ｋｅｅ（ｋ一１）＋ｋｏｅｃ（ｋ）令Ａ＝（七尸＋后，丁），Ｂ＝ｋＰ，ｅｃ（ｋ）＝ｅ（ｋ）一ｅ（ｋ一１）。它们是与比例系数、积分系、微分系数、采样周期相关的系数。其中ｅ（ｋ）为系统误差，ｅｃ（ｋ）为系统误差变化率。在控制系统中，微分作用对于改善系统的动态性能有一定好处，但是，微分作用对于稳态性能的提高又产生了负面作用，微分作用过大，也会导致系统的稳态性能差。而且在数字控制系统中微分项是用差分来近似的，而差分（尤其二阶差分）对数据误差和噪声特别敏感，一旦出现干扰，通过差分的计算控制就很容易发生很大的变化。因此，考虑到系统实际要求，本设计采用模糊－ＰＩ控制而忽略微分控制，则式（４．５）化简为：ｕ（ｋ）一ｕ（ｋ一１）＋Ａｅ（ｋ）一Ｂｅ（ｋ一１）（４．６）（４．５）本文模糊自整定ＰＩ控制器中的模糊控制器选用二维模糊控制器，且以误差ｅ和误差变化率ｅｃ作为输入，可以满足不同时刻以误差ｅ和误差变化率ｅｃ对ＰＩ参数自整定的要求。利用模糊控制规则在线对ＰＴ参数进行修改，其结构由常规ＰＩ控制和模糊推理的参数校正两部分组成，模糊自整定ＰＩ控制器结构框图如图４—３所示。图４—３模糊白整定ＰＩ控制器结构框图Ｆｉｇ．４—３ＢｌｏｃｋＤｉａｇｒａｍｏｆＦｕｚｚｙＳｅｌｆ－ｔｕｎｉｎｇＰＩＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ３２模糊重复复合控制技术研究（２）ＰＩ参数自整定原则从图４—３以及式（４．７）可以看出模糊自整定ＰＩ控制是在ＰＩ算法基础上，通过分析系统的稳定性、响应速度、超调量和稳态精度等特性，得出ＰＩ参数对系统输出特性的影响，然后建立ＰＩ参数与误差ｅ和误差变化率ｅｃ之间的模糊关系。在系统中不断检测ｅ和ｅｃ，再根据模糊控制规则进行模糊推理，查询模糊矩阵表对ＰＩ参数进行在线调整，以满足不同ｅ和ｅｃ时对ＰＩ参数的自整定要求，从而使被控对象具有良好的动静态性能。在传统ＰＩ控制中，ＫＰ、Ｋ，作用如下Ｉｔ３８Ｊ：比例系数ＫＰ的作用是调节响应速度，增大ＫＰ可以提高系统响应速度，减小系统稳态响应偏差：但易产生超调。ＫＰ过小，会降低调节精度，响应速度变慢。比例控制具有调节及时的特点，其主要缺点是存在静差。对扰动较大，惯性较大的系统，单纯采用比例调节器，难以兼顾动态和静态特性。积分系数Ｋ，的作用是调节系统稳态误差，只要系统存在偏差，积分控制项输出的控制量就会不断加大，直至偏差消除为零，积分作用停止。Ｋ，越大，系统静态误差消除越快，但Ｋ，过大会产生积分饱和现象。Ｋ，过小，稳态误差难以消除，影响调节精度。积分控制作用会产生负相移，降低系统的稳定性，很少单独使用。ＰＩ参数的整定必须考虑到在不同时刻各参数的作用以及相互之间的关系。根据控制专家的经验知道，当不确定系统在常规控制作用下，误差ｅ和误差变化率比越大，系统中不确定量就越大。相反，误差ｅ和误差变化率ｅｃ越小，系统中不确定量就越小。利用ｅ和ｅｃ对系统不确定量的估计，就可实现对ＰＩ参数Ｋｐ、Ｋ，的调整估计，建立ＩＦ－ＴＨＥＮ语句规则所表达的调整模型，它是由人的经验形成的直觉推理。在判定控制规则模型时，既要兼顾减小超调、提高系统响应速度，又要考虑系统稳定性。控制品质分析的重要依据是系统响应曲线，以阶跃响应曲线为例来说明参数ＫＰ、Ｋ，的自整定原则，如图４－４所示，从图中可取得控制经验信息，从而确定Ｆｕｚｚｙ算法，建立合适的模糊控制规则表‘图４－４阶跃响应曲线Ｆｉｇ．４４ＤｉａｇｒａｍｏｆＳｔｅｐＲｅｓｐｏｎｓｅ西安理工大学硕士学位论文从图中可以看出：①当输出响应处于区间ｌ时，起始Ｅ较大，Ｅ似）＞０，ＥＣ（Ｋ）＜０，，输出趋向给定值；②区间２：起始Ｅ较大，Ｅ（足）＜０，ＥＣ（Ｋ）＜ｏ，输出远离给定值；③区间３：起始Ｅ较小，￡似）＜０，ＥＣ（Ｋ）＞Ｏ，输出趋向给定值；④区间４；起始Ｅ较小，Ｅ辑）＞ｏ，ＥＣ（Ｋ）＞０，输出远离给定值；⑤区间５：起始Ｅ较大，￡＠）＞０，Ｅｃ僻）＜０，输出趋向给定值；其中，Ｅ＠），ＥＣ（ｋ）分别为实际误差－ｅ（ｋ）；，．＠）一ｙ（ｋ）和误差变化ｅｃ（ｋ）＝ｅ（ｋ）一ｅ（ｋ一１）的模糊变量。由以上分析可知：Ｅ＠），ｅＣ（ｋ）异号，输出趋向给定值；Ｅ（七），ＥＣ（七）同号，输出值远离给定值。结合以上分析可以得出在不同的ｅ和ｅｃ时，ＫＰ、Ｋ，的自整定原则：①当ｅ较大时，为加快系统响应速度并避免开始时误差ｅ瞬间变大，使控制作用超出许可范围，应取较大的ＫＰ，同时为防止积分饱和，避免系统出现较大超调，Ｋ，应尽量小；②当ｅ、ｅｃ中等大小时，为使系统超调减小，应取较小的ＫＰ，Ｋ，的值大小要适中，以保证系统的响应速度；③当ｅ较小，为使系统具有良好的稳定性能，应适当增大ＫＰ和Ｋ，的值。（３）模糊自整定ＰＩ控制器的设计①模糊变量的论域及子集模糊控制器输入误差ｅ、误差变化率ｅｃ以及输出ｋＰ、ｋ，的论域都定义为：ａ；｛－６，－５，－４，－３，－２，一１，０，１，２，３，４，５，６）。模糊输入变量Ｅ，ＥＣ及输出变量ＫＰ、Ｋ，的模糊子集均为：Ａ一｛仰，ＮＭ，ＮＳ，Ｚ，ＰＳ，ＰＭ，ＰＢ｝。②模糊变量的隶属函数及赋值表为减少工作量，取输入Ｅ，ＥＣ及输出Ｋ”Ｋ，的隶属函数均为三角型函数，对应的模糊变量图如图４－５所示：图４—５隶属度函数曲线Ｆｉｇ．４·５ＣｕｒｖｅｏｆＥ、ＥＣａｎｄＫＰ、Ｋ，对应的Ｅ，ＥＣ及ＫＰ、Ｋ，的模糊变量赋值表如表４一ｌ所示：模糊重复复合控制技术研究表４－１模糊变量赋值表Ｔａｂ．４－１ＴｈｅＶａｌｕａｔｉｏｎｏｆＦｕｚｚｙＶａｒｉａｂｌｅ△刚ＡｎＨＢＨ哺ＨＳＺＰＳＰ啊ＰＢＥ，ＥＣ－６－５—４－３—２－１Ｏｌ２３薯５８ｌ０００００００．５０．５００００００１０Ｏ０００００．５０．５００００００１０００００００．５０．５００００００王０００００００．Ｓ０．５００００００ｌ０００００００，５０．５０Ｏ００００ｌ０００００００．５０．５００００００ｌ③建立模糊控制规则表参数的整定规则是控制器的核心。根据系统的输出误差以及误差的变化趋势选取合适的控制量来消除误差，而选取控制量变化的原则是：当误差大或较大时，选择控制量以尽快消除误差为主；而当误差较小时，选择控制量要注意防止超调，以系统的稳定性为主要出发点。Ｋｐ的模糊校正规则：ＫＰ的值在很大程度上影响着控制品质，增大ＫＰ能够减小稳态误差从而提高调节精度及响应速度，但Ｋ，过大，会使调节过程产生较大的超调，甚至导致系统不稳定；减小ＫＰ可减小超调，提高稳定性，而ＫＰ过小会降低调节精度，减慢响应速度，从而延长调节时间。因此通常在调节初期适当的把Ｋ，放到较大的档次以提高响应速度，在调节中期，把Ｋ尸适当的置大一些，从而兼顾稳定性与调节精度，在调节过程的后期，把Ｋ．Ｐ调整到较小的档次以减小静差。不：表４—２Ｋ，模糊校正规则Ｔａｂ．４－２ＦｕｚｚｙＲｕｌｅｏｆ由此可构造ＫＰ参数模糊校正规则如表４—２所ＫＰＡｄｊｕｓｔｉｎｇＺＰＳＰＳＰＳＺＮＳＸＳＮ、：ｏＫＰ＼ＥＸＢ小∑弧ｉＮＳＺ尹ＳＮＢＸＭＰＢＸＳ张嚏ＺＺＮＳＸ、§筠ＺＮＳＸＳ筠孢豫ｉ瓠ｉｐＳＰｓＺ羚ｌ魏ｉ戤：ＰＳＺＮＳＮ§戮！戮ＰＳＺＸＳ船豫ｉ黔Ｚ≯ＳＺＺ聪§弧ｉ辕：戮ｉＰＢ弧｛Ｘ、ｉ碌ｉＸＢⅫ疆孙￡Ｋ，的模糊校正规则：对积分系数Ｋ，，通常在调节过程的初期阶段，为防止由于某些因素引起的饱和非线性等影响而造成积分饱和现象，从而引起响应过程的较大超调量，积分作用应弱些而取较小的Ｋ，：在响应过程的中期，为避免对动态稳定性造成影响，积分作用应适中；在过程后期，应以较大的Ｋ，值以减小系统静态误差，提高调节精度。根据３５西安理工大学硕士学位论文上述思想，可构造出Ｋ，参数模糊校正规则，如表４—３所示：表４—３Ｋ，模糊校正规则愁№Ｔａｂ．４－３ＦｕｚｚｙＲｕｌｅｏｆＫＪＺＸＢＡｄｊｕｓｔｉｎｇＰＳ翼堰ＸＳＺＰＢＺ溜ＸＢ贼№ＮＳＮＢＸＢ甄ｌＸ馨ＺＰＳ强墨ＸＳＺＰＳⅫⅫⅫ溜ＸＳＺ疆潮ＸＭＸＳＺｐＳ甄§ＮＳＺＰＳ残ＮＭＮＳＺ猕孙ｉＰＢ弥ｉ蹭蹭黯ｎ｛船孢孢豫§筠残恐！疆筠ＰＢ孙§④模糊合成推理算法及调整决策矩阵在获得ＫＰ、Ｋ，调整规则模型后，接下来就是根据模糊理论进行算法合成，求得相应的ＫＰ、Ｋ，的两个控制表。两个控制表求解过程完全一样，故以ＫＰ为例讲述求解过程。对于二维输入Ｅ、ＥＣ单输出Ｋ，的模糊控制系统，控制规则可写成：ｉｌＥｉｓＥｔａｎｄＥＣｎ．ｉｓＥＣｉｔｈｅｎＫＰｉｓＫ阿ｉ其中ｉ＝１，２，…，所；Ｊ『＝ｌ，２，ｅＥｆ、ＥＣ，、Ｋ硝分别是定义在Ｅ、ＥＣ、ＫＰ上的模糊集，该语句可用一个Ｅ；ｘＥＣ，到Ｋ肼，的模糊关系Ｒ来描述，即Ｒ；Ｕ盯（Ｅｆ×ＥＣ，）×Ｋ硝（４．７）如果偏差和偏差变化率分别取Ｅ、ＥＣ，则模糊控制器给出的控制量的变化由模糊推理合成规则算出：ＫＰ；但×ＥＣ）。Ｒ（４．８）通过以上模糊推理得到的结果实一个模糊集合，但在实际应用中，必须要用一个确定的值才能去控制被控对象。在推理得到的模糊集合中取一个最能代表这个模糊集合的单值的过程称为解模糊判决。这里采用了最大隶属度法进行解模糊判决，从而得到了如表４－４所示ＫＰ的参数模糊调整控制表。同理可得到如表４—５所示的Ｋ，的模糊调整控制表。模糊重复复合控制技术研究表４－４ＫＰ模糊控制表Ｔａｂ．４＿４ＦｕｚｚｙＣｏｎｔｒｏｌｌｉｎｇｏｆＫＰ．姐；＼ＥＮ一６－５－４—３－２－１０ｌ２３４５６—６６５．５６４．５４４４３２１０００－５５．５５．５５．５４．５４３３３２ｌ０—１—１—４６５．５４．５４．５４３２２２１０一ｌ一２－３４．５４．５４．５４．５４３２ｌｌ０—１—１－２—２４４４４４３２ｌ０－Ｉ－２－２－２＿１４４４３３２ｌ０一ｌ一２－３—３—３０４４４３２ｌ０－Ｉ一２－３－４—４—４ｌ３３３２ｌ０－Ｉ—ｌ一２－３—４－４—４２２２２ｌ０－Ｉ－２－２—２－３－４－４—４３２ｌｌ０—１－２－３－３—３－３—４—４．５－４．５４２ｌ０—１－２－３－－４－４—４－４—４—４．５—６５ｌｌ０—１—２－３－４－４—４—４．Ｓ一４．５—４．５－４．５６０００一ｌ－２－３－４－４—４—４．Ｓ－８一Ｓ．５—６表４：－５Ｋ，模糊控制表Ｔａｂ．４－５ＦｕｚｚｙＣｏｎｔｒｏｌｌｉｎｇｏｆＫ，昶盐夭Ｅ－６—５－４－３－２一ｉ０１２３４５６—６－６－５．５－６－５．５－６－５．５—６—４．５—·４—３－２—１０—５—５．５－５．５—５．５—５．５—５．５—４．５—４．５—３．５－３—２－１Ｏ１－—４－－６－５．５—６—５．５－６—４．５—。４—３－２—１０１２—３—５．５－５．５—５．５—４．５—４．５－３．５－３－２－１０ｉ２３—２－６－５．５－６—４．５－４—３－２一ｌ０１２３４—１—５．５—４．５—４．５—３．５—３—２—１０１２３３．５４．５Ｏ一６－４．５—４－３－２—１０１２３４４．５６１—５．５－３．５—３—２－１０１２３３．５４．５４．５５．５２－６－３．５－２—１０１２３４４．５６５．５６３—３．５－２．５—１０１２３３．５４．５４．５５．５５．５５．５４－２—１Ｏ１２３４４．５６５．５６５．５６５—１０１２３３．５４．５４．５５．５５．５５．５５．５５．５６０１２３４４．５６５．５６５．５６５．５６⑤模糊－ＰＩ控制算法由Ｅ、ＥＣ及ＫＰ、Ｋ，的Ｆｕｚｚｙ子集的隶属度，再根据各Ｆｕｚｚｙ子集的隶属度赋值表和各参数的Ｆｕｚｚｙ调整规则模型，运用Ｆｕｚｚｙ合成推理设计出的ＰＩＤ参数Ｆｕｚｚｙ调整矩阵，这是整定系统Ｆｕｚｚｙ控制算法的核心，将其存入程序存储器中供查询。定义ＫＰ、Ｋ，参数调整算式如下：ＩＫＰ＝Ｋ，Ｐ４－ＡＫＰ（４．９）ｌＫ，＝Ｋ；＋ＡＫ，其中：ＫＰ、Ｋ，是Ⅳ控制器的参数，Ｋ；、Ｋ；是ＫＰ、Ｋ，的初始参数，它们通过常规方西安理工大学硕士学位论文法得到。在线运行过程中，控制系统通过对模糊逻辑规则的结果处理、查表和运算得到ＫＰ、Ｋ，两个参数的调整量ＡＫＰ、ＡＫ，完成对控制器参数的调整，使控制器达到最优。４．３复合控制技术研究重复控制将上一个基波周期的误差存储起来，在下一个基波周期的适当时刻对波形进行校正，可以保证逆变器稳态时的输出波形质量。但由于存在着周期延迟环节ｚ一，重复控制得到的控制指令并不是立即输出，而是滞后一个基波周期输出。这样，如果系统受到扰动，在扰动出现后的第一个基波周期内，系统对扰动并不产生任何调节作用，系统近乎处于开环控制状态，输出波形由逆变器的自然特性决定，而逆变器自身是一个二阶欠阻尼系统，并且重复控制系统对误差的积分是逐周期进行的，因此重复控制系统的动态响应特性很差，特别是当非周期性扰动发生时。动态性能不佳是重复控制器自身的缺陷，如何解决重复控制的动态响应速度慢的问题成为控制器设计的关键，因此可考虑采用瞬时值反馈的方法来改善它的动态性能。另外，重复控制器设计时严格依赖精确的逆变器的数学模型，通常的建模方法比较简单，存在不精确的缺点，这是重复控制器设计的一大难点。因此在本文提出的复合控制方案中，将模糊自整定ＰＩ控制器和重复控制器直接并联在控制系统的前向通道中，共同对系统的输出产生影响如图４－６所示。前者致力于改善逆变器动态特性，对其稳态精度不做太多要求；而后者则专门用于保证稳态指标。两种方法互为补充，全面提升系统性能。在稳态与动态性能方面，当系统处于稳态时，系统的跟踪误差小，这时，系统运行所需的控制作用大多由重复控制提供：而当系统出现大的扰动时，如系统负载突变或直流电压突变，跟踪误差突然变大，由于有一个参考周期的延时，重复控制器输出不产生变化，但模糊自整定ＰＩ控制器却感受到跟踪误差的突变并立即产生调节作用。这样，在一个周期中，虽然输出波形质量得不到很好的保证，但输出电压却不至于产生突变。一个周期过后，重复控制器产生调节作用使跟踪误差减小。随着误差减小，模糊自整定ＰＩ控制器的控制作用逐渐减弱，直至系统达到新的稳定运行状态。图４～６重复控制与模糊自整定ＰＩ控制的复合控制结构框图Ｆｉｇ．４—６ＢｌｏｃｋＤｉａｇｒａｍｆｏｒＣｏｍｐｏｕｎｄＣｏｎｔｒｏｌｏｆＲｅｐｅｔｉｔｉｖｅＣｏｎｔｒｏｌａｎｄＦｕｚｚｙＳｅｌｆ－ＴｕｎｉｎｇＰＩＣｏｎｔｒｏｌ模糊重复复合控制技术研究在逆变器数学模型方面，重复控制需要逆变器的精确数学模型，当被控对象参数发生变化时，由于补偿函数等均不变，因此会造成谐波畸变增大，使ＴＨＤ值超出正常范围。而模糊控制具有较强鲁棒性，对被控对象参数变化影响不明显，这一点可以弥补重复控制的不足。根据控制理论，复合控制系统的稳定性取决于各个子系统的稳定性。只要模糊自整定ＰＩ控制和重复控制单独起作用时系统是稳定的，则复合控制系统仍然是稳定的。４．４仿真结果分析图４－７为单相逆变电源复合控制带整流桥负载时在Ｓｉｍｕｌｉｎｋ下的仿真模型。Ｓ图４－７复合控制仿真模型Ｆｉｇ．４·７ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎＭｏｄｅｌｏｆＨｙｂｒｉｄＣｏｎｔｒｏｌ其中图４－７中的重复控制器（ｒｅｐｅｔｉｔｉｖｅｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）如图３一１１所示，ｆｕｚｚｙｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ即模糊自整定ＰＩ控制器如图４—８所示：ｎ２Ｉｎｔ鲁，；ｒ拿ｔ。ｆｅ毒ｉｎ，图４—８模糊白整定ＰＩ控制器仿真模型Ｆｉｇ．４·８ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｍｏｄｅｌｏｆＦｕｚｚｙＳｅｌｆ－ＴｕｎｉｎｇＰＩＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ西安理工大学硕士学位论走以下各图为逆变电源在模糊自整定ＰＩ控制、复合控制下，分别在带电阻负载、突加电阻负载、非线性负载时的输出电压电路波形及其输出电压的ＴＨＤ值。仿真参数与３．４节一致。（１）逆变电源在不同控制策略下带阻性负载ＲａＩＯＱ时仿真结果：ＴＨＤ＝１０６％Ｔｉｍｅ（ｓ）图４－９模糊自整定ＰＩ控制仿真结果Ｆｉｇ．４—９ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎＲｅｓｕｌｔｏｆＦｕｚｚｙＳｅｌｆ－ＴｕｎｉｎｇＰＩＣｏｎｔｒｏｌ图４一１０复合控制仿真结果Ｆｉｇ．４·１０ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎＲｅｓｕｌｔｏｆＣｏｍｐｏｕｎｄＣｏｎｔｒｏｌ（２）逆变电源在不同控制策略下突加电阻负载时仿真结果：４０模糊重复复合控制技术研究肾。即乐！酏……．．！Ｉ：Ｉｊｆ！｛．．．．ｊ！Ｉｉ－：７唾．．．．！弓｝．．．．疑．．．．｛ｉ；ｊ７Ｔｉｍｅ（ｓ）图４一１１模糊自整定ＰＩ控制仿真结果Ｆｉｇ．４—１１ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎＲｅｓｕｌｔｏｆＦｕｚｚｙＳｅｌｆ－Ｔｕｎｉｎｇ１ＰｌＣｏｎｔｒｏｌＴｉｍｅ（ｓ）图４一１２复合控制仿真结果Ｆｉｇ．４－１２ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎＲｅｓｕｌｔｏｆＣｏｍｐｏｕｎｄＣｏｎｔｒｏｌ（３）逆变电源在不同控制策略下带整流桥（非线性）负载时仿真结果：Ｔｉｍｅ（ｓ》图４一１３模糊白整定ＰＩ控制仿真结果Ｆｉｇ．４—１３ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎＲｅｓｕｌｔｏｆＦｕｚｚｙＳｅｌｆ－ＴｕｎｉｎｇＰＩＣｏｎｔｒｏｌ４ｌ西安理工大学硕士学位论丈Ｉｉｍｅ（ｓ｝图４—１４复合控制仿真结果Ｆｉｇ．４—１４ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎＲｅｓｕｌｔｏｆＣｏｍｐｏｕｎｄＣｏｎｔｒｏｌ从图４－９、图４—１１、图４－１３与图３－１３、图３－１５与图３—１７相比较可以看出：与ＰＩ控制相比，模糊自整定ＰＩ控制的响应速度大大加快，ＴＨＤ更小。从图４—９、图４一１１、图４－１３与图３－１４、图３—１６、图３－１８相比较可以看出，与重复控制相比，模糊自整定ＰＩ控制响应速度快，但在稳态时ＴＨＤ相对较大。从图４－１０、图４－１２、图４－１４即重复控制与模糊自整定ＰＩ控制相结合的复合控制技术的仿真图可以看出，采用复合控制后重复控制在负载扰动时要滞后一周期的缺点被克服，使输出电压既快又准的跟踪给定，从图中可以看出输出电压与给定重合。因此复合控制技术不仅使系统获得了商品质的输出电压，还大大提高了系统的响应速度，ＴＨＤ值较单独采用ＰＩ控制、重复控制和模糊自整定ＰＩ控制时更低，显示出了复合控制系统的优越性。４．５本章小结本章对于重复控制器自身的缺陷即对扰动的抑制要延迟一个基波周期，这对电压要求比较严格的负载来说是不能接受的，提出了将模糊自整定ＰＩ控制器与重复控制器组合成复合控制器复合控制技术，通过仿真结果表明复合控制技术使输出电压获得了良好的动静态性能。本章还对模糊自整定ＰＩ控制技术进行了详细的介绍，它是在ＰＩ控制算法的基础上，利用模糊控制技术对Ｐ、Ｉ参数进行自调整，实现系统的最佳控制。本章在介绍模糊控制器方法的基础上，给出了模糊变量的隶属函数与赋值表。然后根据模糊自整定原则得出了ＫＰ、Ｋ，的模糊控制规则表，再通过模糊推理，最终得出了ＫＰ、Ｋ，的数字模糊控制表。４２逆变电源控制系统软硬件设计５逆变电源控制系统软硬件设计５．１电源整体结构在对单相正弦波逆变电源数学模型及其控制器分析设计的基础上，设计一逆变器试验平台。电源的整体结构框图如图５．１所示：输—．．～隔一丽一习图５．１电源系统总体结构框图Ｆｉｇ．５－１ＢｌｏｃｋｏｆＰｏｗｅｒＳｕｐｐｌｙＣｏｎｔｒｏｌＳｙｓｔｅｍ工作过程如下：直流输入电压３５０Ｖ，经滤波后供给逆变器主电路。逆变电路在ＤＳＰ发出的ＳＰＷＭ信号经隔离驱动电路进行隔离放大后控制功率管的关断，从而将滤波后的直流电变成２２０ｙ／５０舷的交流电，再经过滤波后供给负载。ＤＳＰ通过电压电流采样调理电路完成采样信号控制算法的相关处理，输出修正后的ＳＰＷＭ控制信号，使输出电压始终稳定在所设定的期望值上。另外，还设置了检测保护电路。如图５—２所示为部分硬件电路图。４３西安理工太学硕士学位论丈图５－２部分硬什电路蚓Ｆｉｇ５－２ｔｈｅＰａｒｔＣｉｒｃｕｉｔｏｆＨａｒｄｗａｒｅ５２逆变电源主电路参数设计图５－３单相逆变器土电路Ｆｉｇ５－３ＭａｉｎＣｉｒｃｕｉｔｏｆＳｉｎｇｌｅＰｈａｓｅＩｎｖｅｒｌｅｒＭｏｄｕｌｅ逆变ｌＵ源土『乜路如图５３所示，逆变器输入直流电压Ｅ＝３５０Ｖ，继电器Ｋ１与Ｒ构成戟扁动ＩＵ路．兑作Ｊ日足在系统启动时通过电阻Ｒ缓慢的对直流滤波电容ｃ１～ｃ４充电，防止直接肩动时ＥｈＪ‘电存ＣＩ～Ｃ４卜初始电压为零，导致直流ｒ【ｌ源承受过大的ｒｂ流冲击而损坏，当电容１．的电Ｍ充到一定值时，继电器Ｋ１动作．其触点将电阻Ｒ短接。Ｑ１一Ｑ４为叫ｊ』ＩＧＢＴ，它的丌天频率高，损耗小，耐压高，电流密度大，山其构成的逆，蔓器效率高，电压椰ｌ乜流波彤失真小，且噪占低。丌戈ｌＵ源的玎关频率越商，所，需要的ＬＣ滤波器体积逆变电源控制系统软硬件设计越小，逆变器输出电压谐波畸变越小。随着开关频率增加，功率器件的开关损耗也随之增加，而且控制算法的程序和ＤＳＰ的指令执行速度也在一定程度上了开关频率的增加，由于重复控制对数据的存储空间要求比较多，因此开关频率的选择应作折衷考虑。本实验中的开关频率选为１０ｋＨｚ来设计ｔ４１，４２１。（１）直流滤波电容设计直流滤波器‘鹄１Ｃ１～Ｃ４为直流滤波电容，主要起稳压以及滤除高频干扰的作用。通常在设计时根据负载的情况选择滤波电容的大小。使１～气凡ｃｄ≥≥｝Ｔ（５．１）二其中，Ｒ—直流侧等效电阻负载；ａ—直流侧滤波电容；ｒ一交流电源周期，这里Ｚ＝０．０２ｓ。假设逆变器的效率ｒ／一０．９，则逆变器直流侧的实际功率为：只；Ｐｏ。—３Ｋ—ＶＡ．３．４ＫＶＡ（５．２）ｒ／０．９则直流侧等效负载兄为：凡；堕；￡。一３５０２．３６ｆ］（５．３）只只３４００根据公式（５．１）可得：Ｃｄ苫１４００ｐ．Ｆ。在这里取Ｃｄ一２７００ｐＦ。由于直流侧输入电压为３５０Ｖ，留取一定裕量，故选用四只４５０１１／６８０ｐ．Ｆ的电解电容（Ｃ１。Ｃ４）并联使用。（２）输出滤波器ＬＣ的设计输出滤波器‘１７’４４’４５１ＬＣ的作用主要是滤除逆变桥输出的开关频率及其临近频率的图５—４￡Ｃ滤波器Ｆｉｇ．５－４ＬＣＦｉｌｔｅｒ输出滤波电路之所以能提高输出电压波形的质量，是因为逆变器输出的调制波形中的４５ＳＰＷＭ波中的谐波分量。采用的ＬＣ滤波器如图５－４所示：高次谐波主要集中在滤波电感两端。因此，滤波电感的高频阻抗不能过低，即滤波电感的西安理工大学硕士学位论文电感值不能太小。增加滤波器电感量可以更好地抑制低次谐波，但是电感量的增加带来体积重量的加大。滤波电感的大小，不仅影响输出电压的稳态波形，实际上，它也影响逆变器的动态特性。滤波电感越大，电感电流变化越慢，动态时间越长，波形畸变越严重。而减小滤波电感，可以改善电路的动态性能，但是会增大电感电流的脉动量。滤波电容的作用是和滤波电感一起用来滤除输出电压中的高次谐波。电容越大，则输出纹波越小。但电容增大的同时，逆变器的无功电流也要增加，增加了逆变器的电流容量，系统效率降低。滤波电容的选取原则是在保证输出纹波满足要求的情况下，取值尽量小。因此，在选择滤波器参数时，要综合考虑。通常，选择ＳＰＷｌｄ逆变器输出滤波器的转折频率无远远低于逆变器输出频率，Ｊ，一般取滤波器的转折频率为逆变器输出频率的十分之一，即：ｆ。』２；—１０Ｋ—Ｈｚ；１９ｎｚｌ一≈一＝１０１０（５．４）Ｉ：ｌ一’，即ＬＣ滤波器转折频率为：Ｌ２云意２蛾∞·５’式（５．５）可改写为ＬＣ参数的形式：『令ｐＬ一志＝壶抬。丽２瓦、／石三；卫（５．６）伯·∽２√昙，ＪＤ为特性阻抗。根据式（５．５）、式（５．６）可以推出：ｃ；上捌ｃｐ厂ｃ已知，只需知道Ｐ的值就可以求出￡、ｃ的值。特性阻抗Ｐ与负载阻抗见的关系是：Ｐ＝（０．５—０．８）ＲＬ本文中碱（５．７）（５．８）（５．９）只，。翌；一２２０２。１６。１Ｑ（５．１０）ｅｏ３０００取Ｐ＝Ｏ．５Ｒ￡，则Ｐ一８Ｑ。将ｐ与丘值代入式（５．７）、式（５．８）可得：Ｌｔ１．２７４ｍＨ，Ｃ＝１９。９ｐａｖ这里取电感Ｌ的值为１．２ｍＨ，电容Ｃ的值为２２胪。（３）功率开关管的选择ＩＧＢＴ的选择可以从器件的电压等级和电流等级两个方面加以考虑。逆变器最高直流逆变电源控制系统软硬件设计输入电压为Ｕｄ一，则采用全桥逆变电路时每个开关器件所承受的最高电压即为Ｕｄ一。考虑电压尖峰影响，实际开关器件所承受的最高电压要比ｕｄ一高得多，其大小与吸收电路吸收电压尖峰的能力有关。实际中，需综合考虑上述两个因素来选取ＩＧＢＴ的电压等级。本文中直流输入电压Ｅ＝３５０Ｖ，考虑１．５—２倍的安全系数，则ＩＧＢＴ的额定电压应大于等于７００Ｖ。流过功率管ＩＧＢＴ的电流，脚ｒ等于流过逆变器滤波电感电流的有效值，工：Ｉ￡＝√，弓＋Ｌ２其中Ｌ为逆变器滤波电容电流的有效值；，。为逆变器输出电流的有效值。当负载短路时，（５．１１）ｋ出去办等－２７．２７Ａ滤波电容的电流有效值为：Ｉｃ，＝Ｕ。Ｘ２ａｒｃ一２２０ｘ２．ｒｒＸ（５．１２）５０ｘ２２ｘ１０西一１．５２Ａ（５．１３）则电感电流的最大有效值为，工一一√，弓＋Ｉ。。啦。２—２７．３１Ａ考虑滤波电感的脉动量１５％，则电感的最大峰值电流为‘一一（１＋Ｏ．１５）×４２１工一一４４．４１，４（５．１４）（５．１５）故流过，脚的电流的最大值为４４．４１，４所以本设计取ＩＧＢＴ为富士公司生产的１ＭＢＨ６０Ｄ－１００（６０ｈ／ｌＯＯＯＶ），它本身带有反馈二极管。５．３ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ＤＳＰ介绍ＴＭＳ３２０Ｆ２８１ｘ系列ＤＳＰ¨６’利１是ＴＩ公司最新推出的３２位定点数字信号处理器，可采用Ｃ／Ｃ＋＋编写软件，其效率非常高，用户不仅可以应用高效语言编写系统程序，也能够采用Ｃ／Ｃ＋＋开发高效的数学算法。２８１ｘ系列数字信号处理器在完成数学算法和系统控制等任务时都具有相当高的性能，这样就避免了用户在一个系统中需要多个处理器的麻烦。２８１ｘ处理器包含了一个３２ｘ３２位的乘法累加器单元，能够完成６４位的数据处理，从而使该处理器能够实现更高精度的处理任务。快速的中断响应能够使２８１ｘ保护关键的寄存器并快速（更小的中断延时）地响应外部异步事件。２８１ｘ有８级带有流水线存储器访问流水线的保护机制，使２８１ｘ高速运行时不需要大容量的快速存储器。专门的分支跳转硬件减少了条件指令执行的反应时间，条件存储操作更进一步提高了２８１ｘ的性能。ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２是一种采用静念ＣＭＯＳ技术设计制造的高性能定点ＤＳＰ芯片。它具有以下特点‘４７·１跗：４７西安理工大学硕士学位论文①数据处理能力强。系统主频达１５０ＭＨｚ。先进的哈佛结构，拥有八级流水线，专用的指令集和统一的寄存器编程模式。②存储空间大。具有３２位的数据地址和２２位的程序地址，４ＭＢ的数据／程序寻址空间。片内存储器包括两块４Ｋ×１６位、一块８Ｋｘ１６位、两块１Ｋ×１６位的单周期访问ＲＡＭ，ｌＫ×１６位的ＯＴＰＲＯＭ，最多达１２８Ｋｘ１６位的Ｆｌａｓｈ存储器和１２８Ｋｘ１６位的ＲＯＭ。③中断响应和处理迅速。有三个外部中断和外部中断扩展模块ＰＩＥ，可支持９６个外部中断。Ｆ２８１２支持３２位的中断向量，ＣＰＵ取回向量和保存关键参数仅需要９个时钟周期，因此可以很快地响应和处理中断事件，可以在硬件和软件中控制中断的优先级。④外围设备电路完善。Ｆ２８１２具有更高的外围性能。具有外部存储器接口、三个３２位的定时器、５６个可编程的ＧＰＩＯ、串行外围接口ＳＰＩ、两个标准的串行通信接口ＳＣＩ、改进的局域网络ｅＣＡＮ、多通道缓冲串行接口ＭｃＢＳＰ和串行外围接口模式等。⑤快速的模数转换器。ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２内部具有一个１２位分辨率的、具有流水线结构的模数转换器，该ＡＤＣ有１６个通道，可配置为两个的８通道模块为ＥＶＡ和ＥＶＢ服务，快速转换时间运行在２５ＭＨｚＡＤＣ时钟。⑥低功耗核心电压１．８Ｖ，ｉ／ｏ口电压３．３Ｖ。Ｉ／Ｏ输入引脚的电平与ＴＴＬ兼容，输出均为３．３Ｖ的ＣＭＯＳ电平。支持空闲模式、等待模式和挂起模式。⑦其它特性如具有高级的仿真特性，低功耗的时钟和系统控制模块，１２８位程序保护密钥等。５．４系统硬件设计５．４．ｉ驱动电路驱动电路的作用是将控制输出信号放大并驱动功率晶体管。驱动电路的设计与选用可以从功率器件、电气隔离、开关信号的类型、开关信号的频率等方面加以考虑。由于本设计开关管采用ＩＧＢＴ，所以本节首先分析ＩＧＢＴ驱动电路设计要求，然后再讨论具体设计。ＩＧＢＴ驱动电路在设计时需要注意以下方面¨六４９，５０ｌ：①ＩＧＢＴ在开通过程中，大部分时间作为ＭＯＳＦＥＴ来运行。只是在ｕｆＦ下降过程后期，ＰＮＰ晶体管由放大区至饱和区，又增加了一段延缓时间，使ＵｃＥ波形变为两段。在关断过程中，电流的波形也分为两段，这主要是因为ＭＯＳＦＥＴ关断后，ＰＮＰ晶体管中的存贮电荷不能迅速消除，造成电流有过长的尾部时间。②ＩＧＢＴ是电压驱动，它具有一个２．５Ｖ’５Ｖ的阀值电压，有一定容性输入阻抗，因此ＩＧＢＴ对栅极电荷集聚很敏感，故驱动电路必须很可靠，要保证有一低阻抗值的放电回路，即驱动电路与ＩＧＢＴ的连线要尽量的短。③用小内阻的驱动源对栅极电容充放电，以保证栅极控制电压＂ＵｃＥ有足够陡的前沿，逆变电源控制系统软硬件设计使ＩＧＢＴ的开关损耗尽量小。另外，在ＩＧＢＴ开通后，栅极驱动源应提供足够的功率，使ＩＧＢＴ不致退出饱和而损坏。④驱动电平【，凹必须综合考虑。当＋【，６１Ｅ过大时，ＩＧＢＴ通态压降和开通损耗均增加，负载短路时的电流增大，ＩＧＢＴ能承受的过电流时间减少，对其安全不利，因此在有短路过程的设备中Ｕ拧Ｆ应选小些，一般取５Ｖ～１５Ｖ。而在关断过程中，为尽快抽取ＰＮＰ管结电容存贮的电荷，须施加一负偏压的Ｕ疗Ｅ，但受ＩＧＢＴ的Ｇ、Ｅ间最大反向耐压的，一般负偏压取一２Ｖ～１０Ｖ。⑤大电感负载下，ＩＧＢＴ的开关时间不能过分短，以ｄｉ／ｄｔ所形成的尖峰电压，保证ＩＧＢＴ的安全。⑥由于ＩＧＢＴ在电力电子设备中多用于高压场合，故驱动电路应与整个控制电路在电位上严格隔离。⑦ＩＧＢＴ的栅极驱动电路应尽可能简单实用，最好自带有对ＩＧＢＴ的保护功能，并有较强的抗干扰能力。从以上分析可以看出，ＩＧＢＴ驱动电路有比较严格的要求。目前在逆变电源中应用的ＩＧＢＴ驱动电路有多种形式。常用的有：①直接驱动用ＴＴＬ电路直接驱动ＩＧＢＴ，它的特点是能很好的对栅极电容充电；②隔离驱动在驱动电路中，主电路和控制电路之间通过光电耦合器或脉冲变压器进行电气隔离。③集成模块驱动“９’５０’５２１前两种驱动电路由分立元件组成，适用于小容量、开关频率低的ＩＧＢＴ；ＩＧＢＴ生产厂商为了解决ＩＧＢＴ的可靠性问题，生产的专用集成驱动电路由于具有更高的整体可靠性和体积小、效率高、抗干扰能力强、集成化程度高、速度快、保护功能完善等优点而得到广泛采用。目前，在众多公司推出的ＩＧＢＴ驱动模块中，以日本富士公司的ＥＸＢ系列、美国国际整流器公司的ＩＲ系列、日本三菱公司的Ｍ５７９系列、美国Ｕｎｉｔｒｏｄｅ公司的ＵＣ３７系列最具代表性，它们的电路性能各有特点，适用场合也不相同。在对ＩＧＢＴ性能分析以及不同的驱动模块优缺点综合考虑的基础上，本设计选用ＩＲ公司的ＩＲ２１３０作为驱动芯片。ＩＲ２１３０引脚图如图５—５所示，该驱动芯片可用来驱动工作在母线电压不高于６００Ｖ的电路中的功率ＭＯＳＦＥＴ和ＩＧＢＴ器件，最大正向峰值驱动电流可达到２５０ｍＡ，而反向峰值驱动电流为５００ｍＡ。ＩＲ２１３０内部设计有过流、过压及欠压保护、封锁和指示网络等功能，具备硬件上快速保护功率电路的功能，同时各种保护信号通过一个输出引脚输出，可被引入ＤＳＰ作软件保护，使用户可方便的用来保护被驱动的功率器件，加之内部自举技术的运用使其可用于高压系统，它还可对同一桥臂上、下两个功率管的门极驱动信号产生２ｕｓ的互锁延时时间。ＩＲ２１３０自身工作和电源电压的范围较宽（３－～２０Ｖ），工作温度范围为一５５＂Ｃ～＋１５０。Ｃ，在芯片内部还有与被驱动的功率器件所通过的电流呈线性关系的电流比较器，可用于逆变器的输入电流，当ＩＴＲＩＰ引脚的电压大于Ｏ．５Ｖ时，４９西安理工大学硕士学位论文就触发故障逻辑端，封锁所有输出驱动信号，主电路功率器件关断，电流下降，起到保护主电路功率器件的作用。当芯片供电电压Ｖｃｃ偏低或ＩＴＲＩＰ引脚检测到电流故障时，ＦＡＵＬＴ引脚就输出一个低电平。在＋１５Ｖ电源和ＦＡＵＬＴ引脚之间接～由发光二极管和电阻构成的故障显示电路。当电路正常时，ＦＡＵＬＴ引脚为高电平，发光二极管为暗，当电路出现故障时，ＦＡＵＬＴ端被拉低，二极管被点亮。还保证了内部的３个通道的高压侧驱动器和低压侧驱动器可单独使用，而逻辑输入信号与ＴＴＬ和ＣＭＯＳ电平兼容，最小可达２．５Ｖ逻辑电压。必须注意的是ＩＲ２１３０的输入端是低有效，即输出信号与输入信号是反向的。ＩＲ２１３０的驱动电压范围较宽，门极驱动电压为范围为１０Ｖ－－一２０Ｖ。ＩＲ２１３０本身允许驱动信号的电压上升率达±５０ｙ／甩ｓ，因此可以极大的减少驱动功率器件的开关时间，降低开关损耗。ＩＲ２１３０的功耗较小，可减小应用它来驱动功率器件时栅极驱动电路的电源容量，从而减小栅极驱动电路的体积和尺寸。当其工作电源为＋１５Ｖ时，其功耗约为４５ｍＷ。ＩＲ２１３０在逆变电路中典型应用电路如图５—５所示：图中Ｃ８、Ｃ９为自举电容和ＤＩ、Ｄ２为自举二极管，它们一起构成自举电路。其工作原理如下：驱动芯片中ｋ（ｘ＝ｌ、２）和吆。（ｘ＝１、２）管脚之间的电压差Ｋ，给集成电路高端驱动电路提供电源，该电源电压必须在ｌＯＶ～２０Ｖ之间，以确保驱动集成电路能够完全的驱动ＩＧＢＴ功率管。ＩＲ公司的部分驱动集成电路内部有圪，欠压保护，当圪，电压下降到一定值时，将关闭高端驱动输出，这保证了ＩＧＢＴ不会在高功耗条件下工作。当下桥臂ＩＧＢＴ开关管导通时，自举电容通过自举二极管和下桥臂开关管进行充电，因为ＩＲ２１３０的Ｋ。（ｘ＝１、２）引脚接近地电位，因此充电电压接近１５Ｖ。当下桥臂开关管断开、Ｋ（ｘ＝ｌ、２）引脚接近母线电位时，自举电容保持着大部分的电荷，其两端电压圪。几乎为１５Ｖ，驱动芯片的高端电路被自举电容所供电，这样就构成了一个简单的浮置电源。影响自举电源吃的因素很多，下面是最主要的几种因素：栅极驱动电荷要求；，咖高端驱动电路静态电流；驱动ＩＣ中电平转换电路的电流；ＩＧＢＴ栅一源正向漏电流；自举电容漏电流等。其中第（５）个因素只有当自举电容是电解电容时才考虑，其它类型的电容可以忽略，因此自举电容最好选用非电解类电容。最小的自举电容值可由下式求出Ｌ５４１：２１２Ｑｇ＋—Ｉ％－１５×——ｊ—玎百玩＿——Ｌ其中：Ｑ，～高压侧ＭＯＳＦＥＴ／ＩＧＢＴ的栅极电荷；厂一开关频率（载波频率）；，幽（加。，一自举电容的漏电流（电解电容时考虑）：以一自举二极管的正向导通压降；形。—低压侧或负载的压降；ｑ—ｂ。＿（ｍａｘ）＋（，锄＋，蚴弘Ⅳ＋Ｑ雎＋—ＩＣ—ｂｓ广（ｔｅａｋ）】（５·２１）Ｑ聒～每周期电平转换所需电荷（对于５００Ｖ／６００Ｖ的ＩＣ为５ｎＣ，对于１２００Ｖ的工Ｃ逆变电源控制系统软硬件设计为２０ｎＣ）；Ｉｂ。＝２０ｍＡ，ｌ嘲一２０ｍＡ，ｔｗＩ２００ｎｓ图５－５ＩＲ２１３０驱动电路图Ｆｉｇ．５·５ＣｉｒｃｕｉｔｏｆＩＲ２１３０Ｄｒｉｖｅ自举电容Ｃ８、Ｃ９为上桥臂功率管驱动的悬浮电源存储能量，为减少门极驱动回路中电感的影响，每一个高压侧驱动器的自举电容应直接接于其相应的ＶＢ与ＶＳ端之间。对于ＩＲ２１３０的高压悬浮输出，自举电容上的电压实际仅为电源电压，其电容值与ＩＧＢＴ的栅极驱动要求和最大开通时闯有关。如果自举电容两端的电压下降至自锁阀值电压以下，自举电容将不会有足够的电荷使ＩＧＢＴ饱和导通，为防止ＩＧＢＴ开关损耗增大，高压侧输出驱动器有它自身的欠压自锁，如果电压低于它的限定值，欠压自锁会阻断ＩＧＢＴ的栅极驱动。因此，自举电容在为悬浮驱动器提供全部能量后，还必须维持足够的电荷（标称值为８．３Ｖ），以避免驱动器关闭。当被驱动的功率器件的开关频率大于５ＫＨｚ时，自举电容的电容值应不小于０．１ｕＦ，通常为瓷片电容或电解电容或ＣＢＢ电容。为节约成本，此处自举电容选用２２ｕＦ的电解电容。图５－５中自举二极管Ｄｌ、Ｄ２的作用是防止上桥臂导通时的直流母线电压窜到ＩＲ２１３０的电源上而使器件损坏，它与自举电容串联，还要承受自举电容两端的放电，因此自举二极管应有足够的反向耐压。另外为减小自举电容向电源‰的回馈电荷的数量，应选快恢复二极管。此处Ｄｌ、Ｄ２可选用ＢＹＶ２６Ｃ，－－一Ｆ（６００Ｖ、８００Ｖ、１０００Ｖ、１２００Ｖ）或ＭＵＲｌ６０（６００Ｖ）５１西安理工大学硕士学位论文或１Ｎ４００７（１０００Ｖ）等。图５—５中，Ｃ１、Ｃ１２为两个旁路电容，分别接在Ｖｃｃ和Ｖｓｓ、Ｖｃｃ和Ｖｓｏ之间，它们的作用是向开关的容性负载提供瞬态电流。电容Ｃ１、Ｃ１２与输出端自举电容的容量匹配的问题应特别注意，设计中，前者的电容容量至少应为后者的１０倍，并且前者布线应经量靠近芯片。Ｃ１通常为钽电容或者电解电容，它的作用还有防止供电电源的耦合干扰。此处Ｃ１、Ｃ１２均选用２２０ｕＦ的电解电容。图５—５中电阻Ｒ１６、Ｒ１７、Ｒ１８、Ｒ１９以及ＲＰｌ组成过流检测电路，其中Ｒ１６为过流取样电阻，测量的是逆变电路的母线电流，只要改变ＲＰＩ的大小，就可调定电流保护值的大小。这里Ｒ１６选用Ｏ．２Ｑ的精密无感电阻。另外ＩＲ２１３０采用了不隔离的驱动方式，若主电路功率器件损坏，高压将直接窜入ＩＲ２１３０，引起ＩＲ２１３０永久性损坏，严重时还会将ＩＲ２１３０的前级击穿，所以当ＩＲ２１３０的输入信号来自ＤＳＰ时，必须采取隔离措施，在ＩＲ２１３０与ＤＳＰ之问接入高速光电耦合器６Ｎ１３７。此快速光耦可以满足驱动功能信号２０ＫＨｚ的高速开关的需要，此器件隔离电压高、共模抑制性强、速度快，高电平输出传输延迟时间ｆ雕Ｈ和低电平输出传输延迟时间ｆ哪的典型值都为４８ｎｓ，最大值为７５ｎｓ，工作电源为＋５Ｖ。光耦隔离电路如图５－６所示：为提高ＤＳＰ的ＰＷＭ输出信号的驱动能力，故ＤＳＰ的ＰＷＭ输出信号经过驱动芯片７４ＬＳ２４５后再接到光耦６Ｎ１３７的输入侧。为了防止光耦侧的大灌电流介入ＤＳＰ引脚，故在光耦的两侧将ＤＳＰ数字地ＧＮＤ与主电路的模拟地ＧＮＤｌ分开，起到了很好的保护作用［５，５６１。ＤＳＰ瓢ｊ２弼５：ｔ器矾！：ＮＣＡｌＢｌ、欲ＥＮ＇．Ｍ３ＬＥＯＮＤ越Ｂ２∞３．４Ａ５３．５Ａ７Ａ８Ｂ３Ｂ毒Ｂ５Ｂ６Ｂ？３Ｓ－：＝：．ｌ：誓ＮＯＤＥＮＣＣＡ豫。互陋０≮忑翼？了ｍ缓搿ｉ３７孽＿－＂＿－Ｃ２５；艮：筠厂＝『Ｚ：Ｘ：４］＿江．ＪＧＮ’Ｄ～一一一一一～一～一～【Ｉ－＿－＿＇２ｌ嚣Ｘ３己：Ｘ：Ｌ：Ｘ２．乙＆３图５－６光耦隔离电路Ｆｉｇ．５－６ＣｉｒｃｕｉｔｏｆＰｈｏｔｏｃｏｕｐｌｅｒ５．４．２缓冲电路缓冲电路¨Ｌ洲１也称为吸收电路，它是大功率变流技术中必不可少的组成部分。缓冲电路的主要作用是用来抑制ＩＧＢＴ等功率器件的关断浪涌电压和续流二极管恢复浪涌电压，减少开关损耗。充分利用ＩＧＢＴ的功率极限。缓冲电路之所以可以减小功率器件的丁ｆ关损耗，是因为将开关损耗从器件本身转移至缓冲器上，目的是使功率器件损耗减少，保证安全工作。设计ＩＧＢＴ缓冲电路应考虑的因素主要有：功率电路的布局结构、功率等级、工作频率和成本。５２逆变电源控制系统软硬件设计常用的ＩＢＧＴ缓冲电路通常有三种，如图（５．７）所示：Ｃ．（口）（６）（ｃ）图５．７缓冲电路Ｆｉｇ．５—７ＣｉｒｃｕｉｔｏｆＢｕｆｆｅｒ图５—７（ａ）所示缓冲电路由一个无感电容并在ＩＧＢＴ的集电极Ｃ和发射极Ｅ之间。这种缓冲电路适用于小功率等级，对抑制瞬变电压非常有效且成本较低。随着功率级别的增大，这种缓冲电路可能会与直流母线寄生电感产生振荡。缓冲电路图５－７（ｂ）可以避免这种情况，该缓冲电路中的快恢复二极管可箝位瞬变电压，从而抑制谐振的发生。这种缓冲电路的Ｒｃ时间常数ｆ应设为电路开关周期的１／３左右，即：ｆ—Ｔ／３；１／３ｆ。但是，在功率等级进一步增大的情况下，图５—７（ｂ）型缓冲电路的回路寄生电感则变得很大，以至于不能有效地控制瞬变电压。大电流电路可采用缓冲电路图５－７（Ｃ），该型缓冲电路既可有效地抑制振荡而且还具有回路寄生电感较小的优点，缺点是成本较高。在超大功率电路中，为了减小缓冲电路中二极管的应力，可以采取图５－７（ａ）、（ｃ）型缓冲电路同时使用的方法。本文选用５—７（ｃ）所示的缓冲电路。其工作原理如下：在ＩＧＢＴ导通时，通过Ｒ。，使Ｃ，。充电到直流电源Ｅ。当ＩＧＢＴ由导通变为截止时，由于主回路的杂散电感，电流，。将通过Ｃ∥Ｄ．流向逆变器输出端，管子两端的电压为电容电压与二极管电压之和，由于电容器Ｃ。，上的电压不能突变，所以主管两端电压将得到抑制。①缓冲器电容的计算：当Ｑ，由导通变为截止时，为维持负载电流的连续，电流，。将流过ｖａｃ，。、Ｄ。、ＬＣ滤波器、负载、Ｑ。，杂散电感Ｌ，中储存的能量绝大部分将转ｚ６Ｎｃ，储存，即：Ｚ．Ｌ，，；；去ｃ，．（‰一Ｅ）２二（５．２２）二其中，￡。一主回路的杂散电感；，。一ＩＧＢＴ关断时的集电极电流；％ＥＰ—ＩＧＢＴ关断时的集电极一发射极电压；Ｅ一直流电源电压。本设计中取ＡＶ＝屹驴一Ｅ；１５０Ｖ，杂散电感Ｌ，＝０．５１ｄ－／，集电极电流，。＝６０Ａ，得５３西安理工大学硕士学位论文吸收电容的值为：Ｃ，一Ｌｓｌ２．１Ａｖ２—０．５弘Ｈ×（６０Ａ）２／（１５０ｖ）２＝ｏ．０８ｗｖ取Ｃ。的值为０．１ｍｙ。（５．２３）②缓冲器阻抗尺。的计算：对缓冲器阻抗的要求是使ＩＧＢＴ在关断信号到来之前，将缓冲器电容上的电压放至直流电压Ｅ。若阻抗很小，会使电流波动，ＩＧＢＴ开通时的集电极电流初始值将增大。吸收电路中电阻尺。的计算公式为：２．ｆ竺ｓ、『ｃ，其中：ＦＲ。ｓ二１（５．２４）６ｃ，厂，一ＩＧＢＴ开关频率。可求得欠，：４．５墨Ｒ，ｓ１６７，取Ｒ，＝１０Ｑ。电阻的功率足，可由下式求得：厂一～只．。—ＡＶＺ—Ｃｓｆ；—（１５０）２ｘ０．１／ａ—Ｆ２２这里取砟。为２０Ｗ。③缓冲器二极管的选择：若二极管选择不当，会产生很高的尖峰电压，同时在二极管反向恢复时期产生电压波动，因此应选用快恢复二极管。这里选用ＭＵＲ８６０（８Ａ／６００Ｖ）。在设计缓冲电路时，还要考虑到缓冲二极管内部和缓冲电容引线的寄生电感。利用小二极管和小电容并联比用单只二极管和单只电容的等效寄生电感小，并尽量采用低感或无感电容。另外，缓冲电路的设计应尽可能近地联接在ＩＧＢＴ上。这样有助于减小缓冲电路的寄生电感。所以在缓冲电路中，电容要选为无感电容，电阻要选为无感电阻。缓冲电路设计的好坏，直接关系到逆变器等功率电路能否正常，安全地工作。一个设ｌ一＝一＝ｘ１００００Ｈｚ：１１．２５Ｗ（５．２５）计合理的缓冲电路不仅可以有效地降低开关应力，抑制高频振荡，而且可以降低开关损耗，提高工作频率。实际应用中，最好将缓冲电路设计在一块印刷电路板上整体安装在ＩＧＢＴ主电路上的汇流母线上，以达到最佳效果。５．４．３采样调理电路ＤＳＰ控制单元需要采集并投入运算的模拟信号有输出电压、输出负载电流等。ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ＤＳＰ的模数转换模块ＡＤＣ有１６个通道，可配置为２个的８通道模块，分别服务于事件管理器Ａ和Ｂ，两个的通道也可以级联构成一个１６通道模块。模数转换模块为１２位，模拟输入电压输入电压范围为Ｏ＇－－－３Ｖ，所以需要通过模拟信号采样调理电路，将采集信号变换成ＤＳＰ可以直接处理的Ｏ－－一３Ｖ以内的交流电压量１６０，６１ｉ。本文信号采集使用的是霍尔电压电流传感器，具有电气隔离性能好；测量精度高：线性度好，抗外界电磁温度等因素的干扰能力强；响应速度快；体积小，安装方便简单等优点。霍尔电压传感器采用ＶＳＭ５００Ｄ，它的原边额定输入电压为５００Ｖ，原边电压测量电压为±１０～±７５０Ｖ，匝数比为３０００：１２００，测量电阻为２４０－－－－３５０Ｑ，电源电压±１２～±１５Ｖ。电流传感器采用ＣＳ０５０Ｂ，它的原边额定输入电流为５０Ａ，原边电流测量范围为０～±１００Ａ，逆变电源控制系统软硬件设计副边额定输出电压４±１％Ｖ，负载电阻苫１０Ｋ９２电源电压为±１２－－－±１５Ｖ。电压电流信号采集电路如图５－８所示。电压电流信号经霍尔传感器采样以后，再经信号调理电路将采集信号变为中心值为１．５Ｖ，幅值在０～３Ｖ范围内的正弦交流信号，调理电路如图５—９所示。第一级调理电路的输出：ｎ＝一鲁Ｋ尺，（５．２６）其中，Ｋ为采样得到的电压，Ｒ，用来调节比例系数，使得输入转换为一１．∥～＋１．５ｙ之间的电压。第二级调理电路是一个加法器，其输出：ｖｏ一惫∥“尝×５Ｖ其中，尺６、尺。可取３Ｒ，尺７取为１０Ｒ，即可得：Ｖｏ＝一ｙ１＋１．５（５．２７）（５．２８）在调理电路中ｙ１、％电压波形图如图５－１０所示。了ｒ图５－８电压电流信号采集电路Ｆｉｇ．５·８ＣｉｒｃｕｉｔｏｆＳａｍｐｌｉｎｇＶｏｌｔａｇｅａｎｄＣｕｒｒｅｎｔ－＝ｉ图５－９电压调理电路Ｆｉｇ．５·９ＣｉｒｃｕｉｔｏｆＡｄｊｕｓｔｉｎｇ西安理工大学硕士学位论文０Ｖ燕薹热≥…｝｝移）／一｜卜卜Ｉ—ｔ－ｉ二，ｆ…’ｊ‘‘·’｛。－·’｝一－’｛‘－·‘｛。－·’｛一。２１一＇－一－ｖＶｏ。：０：嚣宴４０：斑窖口Ｖ（Ｃｌ：２３●Ｖ（Ｖ３：＋，Ｖ３：一）ｉ擞差图５—１０电压Ｖ１和％电压信号Ｆｉｇ．５－１０ＶｏｌｔａｇｅＳｉｇｎａｌｏｆＶ１ａｎｄＶｏ电流调理电路与电压调理电路基本类似。５．４。４过欠压保护电路数字化控制的电源系统中，一般设置硬件和软件两套保护系统，确保出现故障能有效保护。通常是由硬件电路负责故障状态的快速检测，再通过软件或硬件保护及时封锁开关管的驱动脉冲。为保证系统安全运行，保护电路系统应对电源本身和负载同时提供可靠的作保证。逆变器的保护电路可分为过压和欠压，过流（过载）等几个部分。过压保护防止逆变器输出过压或欠压造成负载损坏，必须采用过欠压保护。一旦出现故障，保护电路直接或经过一段延时后封锁驱动脉冲控制信号，直到故障解除后，才可恢复正常工作。过流保护主要目的是防止输出过载或短路而造成逆变器损坏。由于过压对负载的影响比较大，因此在过压时，需能迅速关断逆变器中的功率管。要求欠压保护电路不能因为启动过程中的负载欠压而产生误保护，因此欠压保护应设置有延时动作¨”’加１。过欠压保护电路如图５—１１所示：‘：＝图５．１１过压、欠压保护电路Ｆｉｇ．５—１１ＯｖｅｒｖｏｌｔａｇｅａｎｄＵｎｄｅｒｖｌｏｔａｇｅＰｒｏｔｅｃｔＣｉｒｃｕｉｔ５６逆变电源控制系统软硬件设计如图５—１１所示，过欠压保护电路的电压取自传感器的输出电压经全桥整流，大电容Ｃ，滤波后再由Ｒ、尺，分压和光耦隔离后送入控制电路。光电耦合器是用来抑制输入信号的共模干扰。利用光电耦合器把模拟地与数字地分开，被测信号通过光电耦合器获得通路，而共模干扰由于不能形成回路而得到有效抑制。注意这里的隔离光耦必须工作的线性工作区内。①工作原理设ＶＲ为采样输出电压，ｙ１为过压保护的基准电压，加于比较器ＬＭ３９３Ｕ１Ａ的同相端。Ｖ２为欠压保护的基准电压，加于Ｕ１Ｂ的反相端。，当过压时即ＶＲ＞ｙ１时，比较器Ｕ１Ａ输出低电平，Ｕ１Ｂ的输出为低电平；当过载或其它原因导致电压降低即ＶＲ＜Ｖ２时，Ｕ１Ａ输出高电平，Ｕ１Ｂ输出高电平，这时电源通过Ｒ；对Ｃ，充电，当电压达到Ｕ２Ａ的同相基准电压时，Ｕ２Ａ输出低电平。风对Ｃ，充电时间即为欠压保护延时时间由民与Ｃ、的时间常数决定。当输出电压正常时Ｕ１Ａ、Ｕ２Ａ均输出高电平。将Ｕ１Ａ、Ｕ２Ａ的输出端通过一与门电路与ＤＳＰ的ＰＤＰ』＝＾仃引脚相连，只要ＰＤＰＩＮＴ引脚为低电平，就立即封锁ＰＷＭ信号，切断逆变器输出。②过欠压保护基准电压的选择本文电压允许波动范围为±５％，输出电压有效值为２２０Ｖ，则波动上限值、下限值得有效值为２３１Ｖ、２０９Ｖ，由于霍尔电压传感器匝数比为３０００：１２００，经电压传感器将压后三者的电压分别为：８８Ｖ、９２．４Ｖ、８３．６Ｖ。经全桥滤波与大电容滤波后可得：Ｕ呛ＰＩ４２×８８＝１２４．４Ｖ过压保护电压：【厂１ａ４２×９２．４—１３０．∥欠压保护电压：Ｕ２—４２×８３．６—１１８．２ＶＵＤｃＰ４２×８８＝１２４．４Ｖ③光耦ＴＬＰ５２１的参数一次测：咋（ｍａｘ）＝１．３Ｖ，连续正向电流ＩＦｍａｘ）＝１０ｍＡ二次测：电流传数比（ＣＴＲ）：当ＩＦ—ｌｍＡ时，ＣＴＲ＝７０％④电路参数计算将，。的取值取在光耦线性工作区内设Ｉ，一ｌｍＡ，％一１．２Ｖ，。，堡；～１．２Ｖ：ｌｍＡｌｉｔ一＝～２』Ｄ，～Ｒ，１．２Ｋ（５．２９）ａ．么了，Ｌ为计算方便取Ｒ，一１．２ＫＱ贝ＵＲ；坠￡Ｐ二生。—（１２４．４－—１．２）Ｖ；６１．６艘ＩＲｌ；ＩＦ＋ＩＲ２＝２ｍＡ（５．３０）（５．３１）（５．３２）Ｉ刀ｌ２ｍＡ只１＝，；ｌ×Ｒ１一（２，，ｔ４）２×６１．６ｊｉ：Ｑ一０．２５Ｗ故可以取Ｒ．一６２Ｋ／１Ｗ。取变位器Ｒ，，＝１０Ｋｆ２时，过压基准电压的设置：５７西安理工大学硕士学位论文ｙ１；，ｄ×尺Ｐ１×ｃｚＲ，（Ｕ１。－Ｖｒ．一Ｌ２）×月＿×ｃｚＲ１Ｒ１；‘—１３０．７—－１．２—０．００１）ｘ１０Ｋ×７０％．７．６Ｖ６２０００（５．３３）欠压基准电压的设置：Ｖ２：Ｉｄ×Ｒｍｘｃ豫；（ｕ２．－Ｇ一一，月２）×尺Ｐ１×ｃ豫』Ｒ１ｘ：ｆ！堡三二丝一０．００１）×１０Ｋ６２０００各值在实际实验中应随实际情况进行调整。７０％．６．２Ｖ（５．３４）霍尔电流传感器ＣＳ０５０Ｂ可以直接将检测到的电流信号直接转化为电压信号输出，故过电流保护电．路原理与过压保护电电路类似。５．５系统软件设计５．５．１ＴＩｄＳ３２０Ｆ２８１２软件开发环境ＣＣＳ简介ＤＳＰ系统软件设计是在ＴＩ公司的集成开发环境ＣＣＳ阳１环境下完成的，它是一个基于Ｗｉｎｄｏｗｓ的ＤＳＰ开发平台，可以加速和提高程序员创建和测试实时嵌入式信号处理系统的开发过程，从而缩短将产品推向市场的时间。ＣＣＳ具有实时、多任务、可视化的软件开发特点，使用ＣＣＳ提供的工具，开发者可以非常方便地对ＤＳＰ软件进行设计、编码、编译、调试、跟踪和实时性分析。其开发流程如图５—１２所示：燃。Ｈ攀５．５．２控制系统软件总体设计。，趔譬。Ｉ１分析溅窜警篡２弼ｌｌ荔‘嚣弱漾澡。基缘杉修Ｉｒ”１”“”。譬擎缝寰：；；慧Ｈ钳；：赫蕞、图５—１２ＣＣＳ开发流程图Ｆｉｇ．５—１２ＤｉａｇｒａｍｏｆＣＣＳＤｅｖｅｌｏｐｉｎｇ控制算法的软件化为逆变电源系统的控制策略的选择与复用提供了方便。良好的程序设计是整个控制系统实现优良控制性能的保证，模块化的程序设计是提高软件设计效率的重要手段。因此，在程序设计时利用ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２的许多功能模块，合理安排各功能程序块，根据要实现的功能及控制算法设计出整个系统的控制程序。控制程序基本由三个模块组成：初始化模块、主程序环模块、定时器中断服务程序模块¨’２４１。逆变控制程序设计的基本思想是基于中断服务程序来实现整个逆变输出控制。利用５８逆变电源控制系统软硬件设计ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２的两个通用定时器ＴＩ、Ｔ２产生相应中断，在中断服务子程序中实现逆变电压、电感电流的检测，将测得的信号经Ａ／Ｄ转换、运算处理得到逆变控制指令电压信号，将指令电压信号折算成调制信号存入事件管理模块的全比较单元寄存器中，该值与相应定时器进行比较，从而产生ＰＷＭ逆变控制信号。系统锄始化模块等辑ｔｌｔ断雏酃，ｉｔ瓯黢块蚤嚣图５一１３ＤＳＰ系统软件框图Ｆｉｇ．５—１３ＳｏｆｔｗａｒｅＤｉａｇｒａｍｏｆＤＳＰＳｙｓｔｅｍ从图５—１３中可以看出软件设计时ＤＳＰ对控制电路各环节的工作进行管理协调和监督，并参与大量的运算和处理工作，这就决定了ＤＳＰ系统的任务是很繁重的，包括系统初始化、检测保护、控制算法实现及ＳＰｗＭ运算等。因此在数字系统中，为了尽量减小控制延时，就要合理安排数字处理器的资源和合理安排各种时序。数字处理器的资源和时序的安排，往往关系到整个控制器的效果甚至还决定了控制器能否实现的问题［４，６０，６５１。如图５—１４所示为一个开关周期内时间安排示意图。一个开关周期疋内时间安排如下：Ｚ：计数器周期中断，进入中断程序，保护现场；Ｌ：读取正弦值表，并给出输出电压的给定值；如需叠加，则适当读取两次正弦表值进行叠加；正：Ａ／Ｄ采样，并进行数据处理；瓦：判断系统状态，控制策略计算，完成后恢复现场跳出中断程序；疋：计数器下溢中断，再次进入中断程序，保护现场；疋：查正弦表，计算下一个点的输出电压值；ｔ：Ａ／Ｄ采样，并进行处理；瓦：判断系统状态，控制策略计算，完场后恢复现场跳出中断程序。每次进入中断程序后，首先完成现场保护，根据上次的转角位置然后加上偏移量，得到下一个电压参考值在正弦表中的位置，并查表得到该值。然后将Ａ／Ｄ转换完成得到的采样值经转换后存储到指定寄存器，然后跳出中断子程序。５９西安理工大学硕士学位论文图５．１４～个开关周期内时间安排示意图Ｆｉｇ。５－１４ＴｉｍｅｔａｂｌｅｉｎＡＰｅｒｉｏｄ（１）ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２的数值处理ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ＤＳＰ芯片为３２位定点芯片，采用定点数进行运算，其操作数用３２位的整数来表示。它无法处理带有小数的运算，然而实际数算过程中的数不一定都是整数，因此有必要将小数值转化为整数来进行计算。ＤＳＰ芯片对于浮点数的表示是通过数的定标来实现的，即通过小数点在３２位数中的不同位置，就可以表示不同大小和不同精度的浮点数‘３’２４’６¨。数的定标用Ｑ表示法，浮点数和定点数之间的转换关系为：浮点数（Ｘ）转化为定点数（Ｘ。）：Ｘ＝（ｉｎｔ）Ｘ宰２Ｑ定点数（Ｘ４）转化为浮点数（Ｘ）：Ｘ一（ｆｌｏａｔ）Ｘ口枣２屯表５—１为Ｑ取不同数值时数值范围及其精度。本文采用Ｑ１５表示。表５．１Ｏ表示法的数值范围及其精度Ｔａｂ．５．１ＤａｔａＴｙｐｅ、ＲａｎｇｅａｎｄＰｒｅｃｉｓｉｏｎｏｆ０Ｑ取值３Ｇ十进制数范围一２≤Ｚ≤１．９９９９９９９９９—２．４８墨Ⅳ≤２０４７．９９９９９９０４６—６５５３６至Ｚ§６５５３５．９９９９６９４８２—２０９７１５２ＳⅣ生２０９７１５１９９９０２３４３７十进制精度０．００００００００ｌ２０差５０．００００００９５４０．００００３０５１８０．０００９７６５６３０．５００００００００：０主一１０７３７４１８２４≤工曼１０７３７４１８２３．５００００００００同一个３２位数，若小数点的位置不同即Ｑ数值不同，不仅表示数的大小不同而且精度也不相同，Ｑ值越大，数值精度越高但范围越小；相反Ｑ值越小，数值范围越大单精度越低。因此对于浮点数而言，数值范围和精度是一对矛盾，一个变量要想表示比较大的范围就必须牺牲精度为代价；而要提高精度，则数的表示范围就相应减少。（２）系统的初始化逆变电源控制系统软硬件设计在ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２正常工作前，必须对它进行初始化设置。初始化设置包括系统配置寄存器的初始化和事件管理器的初始化两部分‘３“＇她伽。为了让系统工作在正常状态，必须初始化设置一些寄存器。主要包括：Ａ／Ｄ转换控制寄存器，主要设置转换基准时钟、转换通道选择、转换启停控制和Ａ／Ｄ中断的设置。Ｉ／ｏ管脚设置，需要在寄存器中事先编程确定功能：是否做Ｉ／ｏ口，Ｉ／Ｏ方向和ｉ／ｏ状态等。看门狗和实时中断模块设置，主要实现看门狗的启动和禁止，以及选择看门狗计数时钟，确定实时中断时问间隔，起到正确抗系统软件干扰的作用。中断设置，主要包括中断向量的设置，标志寄存器的复位和中断屏蔽寄存器的设置，屏蔽不用的中断，开放需要的中断。这些寄存器的正确设置能够保证系统的正常工作。为了实现系统的控制，必须对事件管理器进行合理的设置，以产生所需的ＰＷＭ控制脉冲序列。事件管理器模块提供了一整套用于运动控制和电机控制应用的功能和特性。其中寄存器比较多：通用定时器控制寄存器ＴｘＣＯＮ，主要内容有定时器计数时钟源选择、计数时钟频率设定、比较寄存器重载条件选择和定时器的使能／禁止。比较控制寄存器ＣＯＭＣＯＮ，主要内容有禁止／使能比较操作、全比较寄存器重载条件和输出方式选择。全比较动作控制寄存器ＡＣＴＲ，主要内容为规定各比较输出脚的有效状态。死区定时器控制寄存器ＤＢＴＣＯＮ，主要内容有死区使能／禁止、死区时钟选择和死区时钟周期数确定。其它还有周期寄存器，定时器计数器和比较寄存器等。系统初始化主程序模块流程图如图５一１５所示。（３）中断处理实时控制系统的特点决定了它必须对被控量具有很快的响应，一般的轮询方式是满足小了要求的，必须用响应速度更快的中断方式。ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ＤＳＰ内核提供了一个不可屏蔽的中断ＮＭＩ和６个按优先级获得服务的可屏蔽中断ＩＮＴ１至ＩＮＴ６。而且这６个中断级的每一个都可以被很多外设中断请求共享。通过中断请求系统中的一个两级中断来扩展系统可响应的中断个数。因此ＤＳＰ的中断请求／应答硬件逻辑和中断服务程序软件都是一个两级的层次。在本系统中，需要通过中断处理的有：定时器周期中断，在该中断中完成所有的ＰＷＭ运算，包括查正弦表、采样滤波、重复控制运算、模糊自整定ＰＩ控制运算和输出ＳＰＷＭ６１西安理工大学硕士学位论文信号；保护中断，当保护动作发生时，不仅仅是硬件上断开ＰＷＭ信号，在软件上也要进行相关处理。由于中断可能同时发生，必须考虑中断优先级的问题，对于本系统，优先顺序应该是保护中断最优，其次是定时器周期中断。即将保护中断置于ＩＮＴｌ中断级，定时器周期中断置于ＩＮＴ２中断级。中断处理流程图如图５－１６所示。系统蜘簖ｉ化＋●ＥＶＡ柳始他（睁㈣婊）●豫护现场过ｊ琏、谨流侏护烈摩＋潲喇·致艇挖侧、梭缀ｐｌ拎制算法子矽ｉＩ廖≯Ａ／Ｄ动始纯＋囊镀扔鲥＇ｔｆｓｃ●，“｛Ａ１１）４专换◆馋ｆ誊Ａ，Ｄ转援宠泷◆＋≯ｔ＇Ｉ＇ＳＰＷＭｆｆ｛砖●；￡时器ＴＩ／Ｔ２扔蟛ｉ化★＋ｔ｛？弦太糖针链王警，暇ｌｔｌ，渐●衢｛冬嚣佟蹊取舞个及後淤◆＋锹艇观场＋｝改爱蔹搿Ｊｉ：坛侦ｌ图５．１５主程序流程图Ｆｉｇ．５—１５ＦｌｏｗＣｈａｒｔｏｆＭａｉｎＰｒｏｇｒａｍｒ；ｌｔ新遨蚓、＼／图５．１６中断服务子程序Ｆｉｇ．５—１６ＦｌｏｗＣｈａｒｔｏｆＩｎｔｅｒｒｕｐｔＰｒｏｇｒａｍ５．５．３ＳＰＷＭ信号的产生利用ＤＳＰ芯片中的事件管理器模块可以实现三角波生成、基准正弦波发生及Ｊ下弦脉宽调制波ＳＰｗＭ产生等。ＳＰＷＭ波的产生由三角波和正弦波交截而成。（１）三角载波的生成三角载波‘３’５’８１由ＤＳＰ内的定时器Ｔ１产生，设置它的工作模态为连续递增／递减技术模式，则Ｔ１中的计数器Ｔ１ＣＮＴ就会基于ＣＰＵ时钟，连续增减计数从而产生对称的三角波载波。载波频率需要通过Ｔ１的周期寄存器Ｔ１ＰＲ柬设定。由于Ｔ１ＣＮＴ从零开始递增计数到６２逆变电源控制系统软硬件设计ＴＩＰＲ的值时，便开始递减计数到零即ＴＩＣＮＴ计数从Ｏ—Ｔ１ＰＲ—Ｏ，周而复始。Ｔ１ＰＲ的值由下式决定：７ｌ职一』』Ｌ２宰，Ｉ（５．３５）其中，厶弋Ｐｕ时钟频率，ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２的ＣＰＵ时钟频率为１５０ＭＨｚ厂ｔ一载波频率，本文载波频率为ＩＯＫＨｚ贝ＩＪ丁ＬＰＲ。—１５０Ｍ—Ｈｚ：７５００２事１０砒（５．３６）故周期寄存器Ｔ１ＰＲ的值取为７５００，其十六进制表示为ＯｘｌＤ４Ｃ。（２）基准正弦信号的生成为了准确、实时实现数字控制算法，得到良好的输出正弦波，参考正弦波¨一¨是关键之处。在确定参考正弦波值的时候，若利用编译器提供的三角库函数来进行实时的参考正弦值计算，则因其运算量太大，根本无法在实时正弦逆变控制系统中得到应用。为此设计了查表法，即将交流正弦电压在一个周期内不同相位所对应的值制作成一张表格，然后设计一指针指向该表格，指针指向位置由系统运行状态决定。系统采样频率为ＩＯＫＨｚ，而逆变器输出电压频率为５０Ｈｚ，那么ＩＯＫＨｚ的采样速率将该参考正弦波离散为２００个点。则可将这２００个点所对应的正弦值制成正弦表，这样在逆变控制程序中能通过指针进行查表运算即可得到所须的参考正弦波位。这样为了保证逆变控制算法的稳定与精度，实际中我们取１０２４个点，考虑到正弦波的对称性，实际上只取２５６个点就够了，其它各点可以根据式（５．３７）来确定。当ｋ大于１０２４时，ｋ清零，即开始了一个新的周期，这样即可快速、准确地得到参考正弦值。，．＠）一ｓｉｎ（三。瓦ｋ），ｏ＜ｋ＜２５６ｓｊｎ（争５１瑚２－ｋ），２５６ｓ七＜５１２ｓ七＜一／０７８一ｓｉ。ｎ芒．生丝），５１２、２２５６一ｓ丘＜一ｌ一、２一。（至一１，七Ｉ一｝，）ＩＺ（５．３７）６ｓ庀＜１Ｕ４２５６５．５．４重复控制软件实现重复控制信号发生器的传递函数为：ｒ（ｚ）２‘一Ⅳ（５．３８）Ｅ（ｚ）１一Ｑ（ｚ）ｚ一Ⅳ其相应的差分方程为：西安理工大学硕士学位论文ｙＯ）一ＱｙＯ一Ⅳ）＝ＰＯ一Ⅳ）整理的：ｙ（刀）＝Ｑｙ（，ｌ一Ⅳ＋七）＋ｅ（，ｌ一Ⅳ）（５．４０）（５．３９）重复控制中定义Ｈｅａｄ和Ｔａｉｌ分别为重复控制器累加存储单元的头地址和尾地址指针，ＰｏｉｎｔＡＲｌ为取数据地址指针，ＰｏｉｎｔＡＲ２为存数据地址指针，Ｔｅｍｐ为重复控制量，则重复控制流程图如图５一１７所示。对于基波频率为５０Ｈｚ，采样频率为ＩＯＫＨｚ的逆变系统，Ｎ＝２００，要实现上述算法，需要２００个单元存储误差分量，需要２００个单元存储输出分量。ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ＤＳＰ拥有１８Ｋ的ＳＲＡＭ，能够完全满足需要。图５．１７重复控制流程图Ｆｉｇ．５—１７ＦｌｏｗＣｈａｒｔｏｆＲｅｐｅｔｉｔｉｖｅＣｏｎｔｒｏｌ５．５．５模糊自整定ＰＩ控制软件实现Ｋ尸、Ｋ，参数调整算式如下：逆变电源控制系统软硬件设计落筹：筹工作流程图如图５．１８所示［３２，３８１：厂、（４．５）Ｌ送入ｌ｜叫斩ｊ●墩¨铺露粟＿｝ｔ缎ｙ姣）●饼睃搬远钳｜ｉ◆“磅＝，（的一“移ｅｃ（惫）＝反动一ｅ（ｋ一１）●●避ｉｊ：Ｐｌ逸辫：＋挖制渺输＿｝｝Ｉ舷）、ｅｃ（ｋ）籁檄化●Ｉ＋Ｉ行挺遇｛Ｊ：梭糍ｊ｛ｌ；熙（１；Ｉ蛳川）Ｉ确≥乏竭。蝎ｉ图５．１８模糊自整定Ｐｌ流程图Ｆｉｇ．５—１８ＦｌｏｗＣｈａｒｔｏｆＦｕｚｚｙＳｅｌｆ－ｔｕｎｉｎｇＰＩＤ本逆变电源系统的采样频率为ＩＯＫＨｚ，故其采样周期为１００＃ｓ。ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ＤＳＰ主频为１５０ＭＨｚ，最小指令周期为６．６７ｎｓ。重复控制算法、模糊自整定ＰＩ控制算法以及Ａ／Ｄ采样均可在一个采样周期内完成，因此完全可以满足系统的实时性要求。５．６本章小结本章主要是对逆变电源软硬件进行设计。硬件部分首先介绍了数字电源系统的总体结构，并详细叙述了基于ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ＤＳＰ逆变电源数字控制平台的设计与实现方法，对驱动电路、辅助电源电路、采样调理电路等进行了调试。软件设计包括系统初始化及中断处理、三角载波及基准正弦波的生成、各种控制器软件实现等，最后给出了软件设计流程图。总结６总结本文以提高逆变电源输出波形质量为目的，通过对当前逆变电源的多种波形控制策略的比较，可以看出每一种控制方案都有其特长与不足，将各种控制方案互相渗透，取长补短，结合成复合的控制方案将是设计逆变电源系统的一种必然的发展趋势。在深入研究重复控制、模糊自整定ＰＩ控制的基础上，提出了重复控制与模糊自整定ＰＩ控制相结合的复合控制方案。主要完成了以下几个方面的工作：（１）分析了单相ＳＰｌ】｜『ｌＶＩ逆变器的工作原理，建立了单相ＰＷＭ逆变电源的仿真模型。（２）在分析重复控制基本原理，对重复控制补偿器等问题进行研究的基础上，采用重复控制理论对逆变电源波形控制技术进行了大量的仿真研究，仿真结果验证了在稳态时重复控制能够有效的抑制整流桥等非线性负载引起的波形畸变，但其动态性能不佳。（３）针对重复控制动态响应不佳的问题，提出了重复控制与模糊自整定ＰＩ控制相结合的复合控制方案。两者互相结合，不仅能够获得高品质的电压输出波形，还提高了系统的动态响应速度，并解决了重复控制对精确数学模型依赖严重的问题。（４）在闻亭公司的ＴＤＳ２８１２ＥＶＭ开发板系统的基础上，进行了部分硬件的设计。由于时间、条件等的，本文还有大量的问题尚未解决：（１）本文对控制策略只是在ＭＡＴＬＡＢ／Ｓｉｍｕｉｎｋ环境下进行了仿真，只是进行了软件流程图的设计，给出了其大体思想，并没有对软件进行调试等工作，因此对于其中存在的问题还需要进一步探讨。（２）硬件部分只完成了部分实验，还有大量的细节问题例如驱动电路中的栅极驱动电阻、电流检测电阻选择不同的数值时对驱动电路输出波形的影响等问题还没有进行详细的分析，因此还有大量的工作需要继续进一步完成。致谢致谢衷心感谢我的导师黄西平老师。在三年研究生学习期间，黄老师对我的悉心指导与不倦教诲，使我学到了大量的知识，在理论水平和科研能力上都有了很大的提高。同时黄老师渊博的知识，严谨的治学态度及平易近人的处事作风也给了我深刻的影响和启迪。从选题，开题，课题研究直到论文的完成都得到了黄老师认真悉心的指导！谨在本论文完成之际，向黄老师表示最诚挚的敬意！同时还要感谢教研室的龚楠、陈麟、张晓敏、唐淑娟、张随宝、曹世华还有师兄强文、王鑫等，是他们共同一起创造了良好的学术氛围。在课题研究中，大家互相帮助，在共同的问题上大家互相讨论，共同解决了很多问题，并为论文的完成提供了很多宝贵的意见！最后要感谢所有支持我的家人１６７西安理工大学硕士学位论文参考文献【１】陈宏．基于重复控制理论的逆变电源控制技术研究［Ｄ］．南京：南京航空航天大学博士学位论文，２００３：３【２】Ｃ．Ｒｅｃｈ，Ｈ．Ｐｉｎｈｅｉｒｏ，Ｈ．Ａ．Ｇｒｕｎｄｌｉｎｇ，Ｈ．Ｌ．Ｈｅｙ，Ｊ．Ｒ．Ｐｉｎｈｅｉｒｏ．Ａｎａｌｙｓｉｓｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ—ＰＩＤｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｆｏｒａｎｄｄｅｓｉｇｎｏｆａｒｅｐｅｔｉｔｉｖｅＰＷＭｉｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ］．Ｉｎ：ＩＥＥＥＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒ．Ｓｐｅｃ．Ｃｏｎｆ．Ｒｅｃ．Ａｍｅｒｉｃａ：ＩＥＥＥ，２００１，２５３１－２５３７【３】元均。基于ＤＳＰ的逆变电源数字控制技术的研究［Ｄ］．西南交通大学研究生学位论文，２００７：５【４】郑崇峰．ＣＶＣＦ逆变其重复控制策略研究［Ｄ］．杭州：浙江大学硕士学位论文，２００６：３【５】赵建武，赵丽娜．单相Ｐ嘲逆变电源控制策略研究［Ｊ］．辽宁大学学报，２００７，３４（４）：３４２－３４５１６］孔雪娟．数字控制Ｐ嘲逆变电源关键技术研究［Ｄ］．武汉：华中科技大学博士学位论文，２００５：１１１７１Ｋ．Ｚｈｏｕ，Ｄ．Ｗａｎｇ，Ｋ－ＳＲｅｐｅｔｉｔｉｖｅｃｏｎｔｒｏｌＬｏｗ．ＰｅｆｉｏｄｍｅｒｒｏｒｓｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎｉｎＣＶＣＦＰＷＭＤＣ／ＡＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓｙｓｔｅｍａｐｐｒｏａｃｈ［Ｒ］，ＩＥＥＥＰｒｏｃ．ＣｏｎｔｒｏｌＴｈｅｏｒｙＡｐｐｌ．，Ｎｏ．６，Ｎｏｖ２０００，ＰＰ．６９４—７００１８１胡兴柳．４００Ｈｚ逆变器的数字控制技术研究［Ｄ］．南京：南京航空航天大学硕士学位论文，２００４：２１９１ＴｚｏｕＹｉｎｇＹｕ，ｅｔａ１．ＡｄａｐｔｉｖｅＲｅｐｅｔｉｔｉｖｅＣｏｎｔｒｏｌｏｆＲｅｇｕｌａｔｉｏｎｗｉｔｈＵｎｋｎｏｗｎＰＷＭＩｎｖｅｒｔｅｒｓｆｏｒＶｅｒｙＬｏｗＴＨＤＡＣ－ＶｏｌｔａｇｅＬｏａｄｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＯｎＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ１９９９．１４（５）：９７１·９８１【ｌＯ］郭俊．逆变电源控制技术研究［Ｄ］．西南交通大学研究生学位论文２００６：５【１１】张凯．基于重复控制原理的ＣＶＣＦ－ＰＷＭ逆变器波形控制技术研究［Ｄ］．武汉：华中理工大学博士学位论文，２０００【１２１Ａ．Ｍｏｒｉｙａｍａ，ＬＡｎｄｏ．ｅｔｃ，ＳｉｎｕｓｏｉｄａｌｂｙａＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｏｆａＳｉｎｇｌｅＰｈａｓｅＵｎｉｎｔｅｒｒｕｐｔｉｂｌｅＰｏｗｅｒＳｕｐｐｌｙｌｉｇｈｔＧａｉｎＰＩＣｉｒｃｕｉｔ［Ｒ］，ｉｎｃｏｎｆ．Ｒｅｃ．ＩＥＥＥ－ＩＥＣＯＮ，Ａａｃｈｅｎ，１９９８，ｐｐ５７４—５７９【１３１陆冬良．基于重复控制的单极性ＳＰＷＭ逆变电源研究［Ｄ］．成都：四川大学硕士学位论文，２００６：４【１４】ＣｈｉｈｃｈｉａｎｇＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓＨｕａ．Ｔｗｏ—ＬｅｖｅｌＳｗｉｔｃｈｉｎｇｏｎＰａｔｔｅｒｎＤｅａｄｂｅａｔＤＳＰＣｏｎｔｒｏｌＰＷＭＩｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ】ＩＥＥＥＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，１９９５，１０（３）：３１０３１７【１５１Ｓｈｉｈ—ＬｉａｎｇＪｕｎｇ，Ｈｓｉａｎｇ—ＳｕｎｇＨｕａｎｇ，Ｍｅｎｇ—ＹｕｅｈＣｈａｎｇｅｔａ１．ＤＳＰ－ＢａｓｅｄＭｕｌｔｉｐｌｅ－ＬｏｏｐＣｏｎｔｒｏｌＳｔｒａｔｅｇｙｆｏｒＳｉｎｇｌｅ·ＰｈａｓｅＩｎｖｅｒｔｅｒｓＵｓｅｄｉｎＡＣＰｏｗｅｒＳｏｕｒｃｅｓ．ＩＥＥＥＰＥＳＣＣｏｎｆ．Ｒｅｃ，１９９７，７０６—７１２【１６］ＡｔｓｕｏＫａｗａｍｕｒａ，ＲｏｎａｃｈａｉＩｎｖｅｒｔｅｒＩｎｄｕｓｔｒｉａｌＣｈｕａｒａｙａｐｒａｔｉｐ，ＴｏｓｈｉｍａｓａＨａｎｅｙｏｓｈｉ．ＤｅａｄｂｅａｔＣｏｎｔｒｏｌｏｆＰＷＭＯｉｌＷｉｔｈＭｏｄｉｆｉｅｄＰｕｌｓｅＰａｔｔｅｒｎｓｆｏｒＵｎｉｎｔｅｒｒｕｐｔｉｂｌｅＰｏｗｅｒＳｕｐｐｌｙ．ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ［Ｊ］，１９８８，３５（２）：２９５３００【１７］徐德鸿．电力电子系统建模及控制［Ｍ］．北京：机械Ｔ业出版社，２００６：１【１８１林渭勋．现代电力电子技术［Ｍ］．北京：机械ｊｌ＝业出版社，２００６：ｌ【１９］王兆安，刘进军．谐波抑制和无功功率补偿［Ｍ］．北京：机械ｌ：业出版辛十，１９９８：１７－１９１２０】刘风君．正弦波逆变器［Ｍ］，北京：科学出版社，２００２：１８－２１参考文献［２１】ＦｅｎｇＤ．Ｗ．ＢｉｎＷｕ，ＳａｍｎｉｎＷｅｉ，ｅｔＩｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈＣｏｍｐｕｔｅｒＥｖｅｎＯｒｄｅｒａ１．ＳｐａｃｅＶｅｃｔｏｒＭｏｄｕｌａｔｉｏｎｆｏｒＮｅｕｔｒａｌＰｏｉｎｔＣｌａｍｐｅｄＭｕｌｔｉｌｅｖｅｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅｏｎＨａｒｍｏｎｉｃＥｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ［Ｒ］．ＣａｎａｄｉａｎＥｌｅｃｔｒｉｃａｌａｎｄＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，２００４：１４７１—１４７５１２２】周志敏，周继海．ＵＰＳ实用技术［Ｍ］．北京：人民邮电出版社，２００３１２３１延烨华．逆变电源数字化控制技术的研究［Ｄ］．武汉：华中科技大学硕士学位论文，２００４：５［２４１赵众．单相４００Ｈｚ中频电源复合控制技术的研究［Ｄ］．北京：中国科学院研究生院硕士学位论文，２００６：５［２５１贲冰．基于重复控制的逆变器复合控制技术研究［Ｄ］．秦皇岛：燕山大学硕士学位论文，２００７：１１２６】汪东林．基于重复控制算法的正弦波逆变电源设计［Ｄ］．合肥：合肥工业大学硕士学位论文，３００３：５１２７１Ｈａｎ－ｊｕＣｈａ，Ｓｉｎ－ＳｕｐＫｉｍ，Ｍｉｎ－ＧｕＫａｎｇｅｔａｌ，Ｒｅａｌ－ｔｉｍｅＤｉｇｉｔａｌＣｏｎｔｒｏｌｏｆＰＷＭＩｎｖｅｒｔｅｒＷｉｔｈＰＩＣｏｍｐｅｎｓａｔｏｒｆｏｒＵｎｉｎｔｅｒｒｕｐｔｉｂｌｅＰｏｗｅｒＳｕｐｐｌｙ［Ｒ］，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｏｆ１９９０，ＰＥＳＣ［２８１王兆安，黄俊．电力电子技术［Ｍ］．北京：机械工业出版社，２００３：２１２９１王威．高压逆变电源控制方案研究［ＤＪ．武汉：华中科技大学硕士学位论文，２００５：４［３０１田彬．ＳＰ删逆变器带极点配置的重复控制研究［Ｄ］．武汉：华中科技大学硕士学位论文，２００４：４【３ｌ】巧ｉａｎ，ＫａｎｇＹｏｎｇｅｔｃ，Ｆｕｚｚｙ－ＴｕｎｉｎｇＰＩＤＣｏｎｔｒｏｌｏｆａｎＩｎｖｅｒｔｅｒＷｉｔｈＲｅｃｔｉｆｉｅｒ－Ｔｙｐｅ，Ｎｏ－ｎｌｉｎｅａｒＬｏａｄｓ［Ｒ］，ｉｎＣｏｎｆ．ｒｅｃ．１ＥＥＥ－ＩＰＥＭＣ．Ｂｅｉｊｉｎｇ，２０００，ｐｐ３８１—３８４．［３２１王子洋．单相逆变电源的智能控制研究［Ｄ］．燕山大学硕士学位论文，２００５：３【３３】诸静．模糊控制原理与应用［Ｍ］．北京：机械工业出版社，２００３：３［３４１廉小亲．模糊控制技术［Ｍ］．北京：中国电力出版社，２００３：８［３５１韩俊峰．李玉惠，模糊控制技术［Ｍ］．重庆：重庆大学出版社，２００３：５［３６１Ｂ．Ｒ．Ｌｉｎ，Ｈ．Ｓ．Ｈｕａｎｇ．Ｒｅａｌ－ＴｉｍｅＮｏｎｌｉｎｅａｒＤｉｇｉｔａｌＣｏｎｔｒｏｌｏｆＰＷＭＩｎｖｅｒｔｅｒＷｉｔｈＦｕｚｚｙＬｏｇｉｃＣｏｍｐｅｎｓａｔｏｒｆｏｒＬｏａｄ［Ｊ］．ＩＥＥＥＩＡＳ，１９９３：８６２—８６９Ｃｕｐｅｒｔｉｎｏ，ＡｎｎａｍａｒｉａＬａｔｔａｎｚｉ，ＬｕｉｇｉＳａｌｖａｔｏｒｅ，ＡＮｅｗ［３７１ＦｒａｎｃｅｓｃｏＦｕｚｚｙＬｏｇｉｃ—ＢａｓｅｄＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒＤｅｓｉｇｎＭｅｔｈｏｄｆｏｒＤＣａｎｄＡＣＩｍｐｒｅｓｓｅｄ－ＶｏｌｔａｇｅＤｒｉｖｅｓ［Ｊ］，ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２０００，１５（６）：９７４－９８２【３８］李晓丹．模糊ＰＩＤ控制器的设计研究［Ｄ］．天津：天津大学硕士研究生毕业论文，２００５：５【３９１韩瑞珍．ＰＩＤ控制器参数模糊白整定研究［Ｄ］．杭州：浙江工业大学硕士学位论文，２００１：１２［４０１宁海峰．参数模糊白整定ＰＩＤ控制器的研制［Ｄ］．厦门：华侨大学硕士学位论文，２００６：６【４１】ＨｏｎｇｘｉｎｇＬｉ，ＣＬＰｈｉｌｉｐｏｆＣｈｅｎ，ＲｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐｂｅｔｗｅｅｎｆｕｚｚｙｏｎｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒａｎｄＰＩＤｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ【Ｒ】．Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ１４２】Ｋａｉ１９９９工ＥＥＥＦＲＳＪＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅＩｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔＲｏｂｏｔｓａｎｄＳｙｓｔｃｍ，１９９９ＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，Ｚｈａｎｇ，ＹｏｎｇＫａｎｇ，ＪｉａｎＸｉｏｎｇ，ＨｕｉＺｈａｎｇａｎｄＪｉａｎＣｈｅｎ，ＲｅｐｅｔｉｔｉｖｅＷａｖｅｆｏｒｍＳｐｅｃｉａｌｉｓｔｓＴｅｃｈｎｉｑｕｅｆｏｒＣＶＣＦ·ＳＰＷＭＰＥＳＣ，２０００：１５３—１５８Ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｒ］，ＩＥＥＥ３１“ＡｎｎｕａｌＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ［４３】李伟．数字控制逆变电源的研究与实现［Ｄ］．武汉：武汉理：１二大学硕十学位论文，２００７：４［４４】窦伟．数字化控制ＤＣ／ＡＣ正弦波电源［Ｄ］．成都：四川人学硕士学位论文，２００４：４西安ＪＥｚｒ＿大学硕士学位论文［４５：１刘瑁，基于ＤＳＰ的电力逆变器的研制［Ｄ］．南昌：南昌大学硕士学位论文，２００５：５［４６１ＷｕＨｏｎｇｙｉｎｇ，ＬｉｎＤｏｎｇ，ＺｈａｎｇＤｅｈｕａ，ｅｔａｌＣｕｒｒｅｎｔ－ｍｏｄｅｃｏｎｔｒｏｌｔｅｃｈｎｉｑｕｅｗｉｔｈｉｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓｉｎｄｕｃｔｏｒ－ｃｕｒｒｅｎｔｆｅｅｄｂａｃｋｆｏｒＵＰＳｉｎｖｅｒｔｅｒ［Ｒ］，ＩＥＥＥ－ＡＰＥＣ９７，Ｍａｒ’１９９９，Ｖ０１２，ＰＰ．９５１－９５７［４６１万文献．基于ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２的运动控制器的研究［Ｄ］．河北工业大学硕士学位论文，２００７：３【４７】苏奎峰，吕强，耿庆锋，陈圣．ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２原理与开发［Ｍ］．北京：电子工业出版社，２００６：３［４８１李一凡．基于ＤＳＰ的永磁同步电动机控制系统研究［Ｄ］．哈尔滨：哈尔滨工程大学硕士学位论文，２００７：２［４９】周志敏，周继海，纪爱华．ＩＧＢＴ和ＩＰＭ及其应用电路［Ｍ］．北京：人民邮电出版社，２００６【５０１胡顺全．双ＰＷＭ变换器的研究和应用开发设计［Ｄ］．济南：山东大学硕士学位论文，２００５：５［５１】杨桕松，罗如山。ＩＧＢＴ及其驱动和保护电路的研究［Ｊ］．茂名学院学报，２００６，１６（１）［５２】叶剑利．ＣＰＬＤ在电力电子变换技术中的应用［Ｄ］．杭州：浙江大学硕士学位论文，２００４：３【５３】ＭａｓａｙｏｓｈｉＴｏｍｉｚｕｋａ，Ｔｓｕ．ＣｈｉｎＴｓａｏａｎｄＫｏｋ．ＫｉａＣｈｅｗ．Ｄｉｓｃｒｅｔｅ．ｔｉｍｅｄｏｍａｉｎａｎａｌｙｓｉｓａｎｄｓｙｎｔｈｅｓｉｓｏｆｒｅｐｅｔｉｔｉｖｅｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｓ．Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅ１９８８ＡｍｅｒｉｃａｎＣｏｎｔｒｏｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，【Ｒ１８６０—８６５．【５４】赵磊．三相逆变陀螺电源的研究与设计［Ｄ］．哈尔滨：哈尔滨工程大学硕士学位论文，２００４：２【５５】李宜达．控制系统设计与仿真［Ｍ］．北京：清华大学出版社，２００４：【５６】马英姿．网络化无刷直流电机驱动器的设计［Ｄ］．南京：南京理工大学硕士学位论文，２００６：６［５７１贾贵玺，徐欣东．ＩＧＢＴ缓冲电路设计［Ｊ］．电气传动，１９９８（３）１５８１张程远．ＩＧＢＴ高频逆变电源主控电路的设计［Ｄ］．大连：大连铁道学院硕士学位论文，２００１：３【５９】王云亮．电力电子技术［Ｍ］．北京：电子工业出版社，２００４１６０］周震宇，３ＫＶＡ单相应急电源系统的设计［Ｄ］．杭州：浙江大学硕士学位论文，２００６：５［６１】冉元庆．基于ＤＳＰ的逆变电源数字化控制的研究［Ｄ］．两安：西北工业大学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