LED驱动电源的单极 PFC反激式开关电源方案
LED驱动电源要求在 5W以上的产品都要求高功率因素，低谐波，高效率，但是因为又有体 积和成本的考量，传统的
应用场合一般会选用单极
PFC+PW曲方式电路复杂，成本高昂，因此在小功率
(65W左右)的
PFC的方式应用，特别是在T5,T8等LED驱动电源得到广泛的应用，
PFC有很多，下面以市面上得到广泛应用的
并成为目前的主流应用方案。目前市面上的
LD7591及其升级版本LD7830,主要用LD7830来做说明介绍。 一、介绍：
LD7830是一款具有功率因素校正功能的 低的总谐波失真。
LED驱动芯片，它通过电压模式控制来稳定输
(OVP)，输出短路
LED驱动电源 OLP保护功能和
出且实现高功率因素(PF)与低总谐波失真(THD)特性。LD7830能在宽输入电压范围内应用， 且保持极
LD7830具备丰富的保护功能，如输出过压保护
保护(SCP)，芯片内置过温保护(OTP), Vcc过压保护，开环保护等保护功能令 系统工作起来更加安全可靠。 LD7830在LD7591的基础上增加了高压启动， 软启动功能，使系统的待机功耗更低至
0.3W以下，同时短路保护更加可靠。
、LD7830 特点： 内置500V高压启动电路 高PFC功能控制器 高效过渡模式控制
宽范围UVLO (16V开，7.5V 关) 最大250KHZ工作频率 内置VCC±压保护 内置过载保护(OLP)功能 过电流保护(OCP)功能 500/-800mA驱动能力 内置8ms软启动 内置过温保护(OTP)保护 三应用范围:
AC/DC LED照明驱动应用 65W以下适配器 四、典型应用
eledans-cam « HCfti
『
I
图一
五、系统设计
LD7830的典型应用为反激拓扑结构，如图一所示。
5.1我们首先介绍LD7830的反激工作原理，假设交流输入电压波形是理想正弦波，整想的，则整流后输入电压瞬时值
Vin(t)可表示为：
V|N(t)=瓯站响海*£洗 流桥也是理
其中VPK为交流输入电压峰值，VPKV2X VRMS , Vrms 为交流输入电压有效值， FL为 交流输入电压频率。再假定在半个交流输入电压周期内 一恒定值，则初级电感电流峰值瞬时值 I PKP(t)为：
LD7830误差放大器的输出 VCOMP
其中IPKP为相对于输入电压初级电感电流峰值的最大值。
在反激电路中，当 MOSFE甘通时，输入电压 Vin(t)对电感充电，同时输出电容对负载 放电，初级电感电流从零开始上升，令
0 =2X兀X FLX t :
Lp xlpK(&) _ Lp xIpKp
Ton为MOSFE甘通时间，Lp为初级电感量，由上式可见，TONI^相位无关。
假设变压器的效率为 1且绕组间完全耦合，当 MOSFE对断时，次级电感对输出电容充 电和对负载放电，贝U:
’ Lsx lPKS(0) 巽片 M傕)
其中，TOFF为MOSFE爽断时间，I PKS(。)为次级峰值电流瞬时值， Ls为次级电感量, Vout为输出电压，VF为输出整流管正向压降，n为初次级匝比，TOFFW输入电压瞬时值变 化而变化。
工作电流波形如图二所示， 可见，在半个输入电压周期内，只要控制 电流峰值跟随输入电压峰值，且相位相同，实现高功率因素
PF.
TON固定，则电感
图二
5.2下面将针对反激拓扑结构介绍相关参数设计流程
5.2.1首先根据实际应用确定规格目标参数，
如最小交流输入电压 Vinmin,最大交流输
门来计算系统最大
入电压Vinmax,交流输入电压频率 FL,输出电压Vout,输出电流lout,最大两倍频输出电压纹 波△ Vo等。然后针对目标参数进行系统参数预设计，先估计转换效率 输入功率；最大输入功率Pin可表示为：
Pin = POUT = VOUT^1QUT el^fans^com电审变炕左
再确定系统最小工作频率， LD7830的开关频率是个变化量，表示为:
1 一 1 _ UpK “ 1
）
T Tg + TOFF LP x IPKP（1 +
做此粗\"跖心¥魁
最小开关频率Fsw-min出现在最小输入电压的正弦峰值处。 Fsw-min 一般设定在35kHz或更高。
系统设计中，最小开关频率
确定变压器反射电压 VOR反射电压定义为：VOR=n(Vout+Vf) , VOR的取值影响 MOSFET 与次级整流管的选取以及吸收回路的设计。
5.2.2变压器设计
首先确定初级电感量，电感的大小与最小开关频率的确定有关， 入电压最小且满载的时候，由公式推导有：
最小开关频率发生在输
_ VPKMN
1便幢5酎印祈帼戒|陆
其中Ko定义为输入电压峰值与反射电压的比值，即
般说来Ko越大PF值会越低，总的 THD险越高。
—
4P。
nyc =--------------------------- --- ------ ------------------ -
印令寸cih我那/幽期障祓虬
确定初级电感量LP后，就该选择变压器磁芯了，可以参考公式 根据选定的磁芯，确定初级最小绕线圈数
AP=AK AW选取，然后
Npmin来避免变压器饱和，参考公式：
Np =(LF如旬W说疆钮登认
4 i*
w
然后确定次级绕组匝数，初次级的匝比由 VRO夬定：
…—V电.则版=匝
VgpcfaMpcom电及救统艮
J
同理推导并根据规格书定义的 Vcc电压可以得出 Vcc绕组的匝数，LD7830的Vcc典型 值设定在16V。
定义： LP:初级电感量 NP:初级匝数 IPKP:初级峰值电流 BM:最大磁通饱和密度 AE:磁芯截面积 Po:输出功率
5.2.3初级吸收回路设计
当MOSFE正断时，由于变压器漏感的存在， 在MOSFET勺漏端会出现一个电压尖峰， 过
大的电压加到 MOS^的D极会引起MO濡穿，而且会对EMI造成影响，所以要增加吸收回路 来漏
感尖峰电压。典型的
RCDM收回路如图三所示：
V+ °
< R1
T 81K
C1 2200pF 本 FR107
LD7830 Gate
Q ____
图三
RCD回路的工作原理是：当 MOSFET勺漏端电压大于吸收回路二极管极管D1导通，吸收漏感的电流从而漏感尖峰电压。设计中，缓冲电容 Vsn要设定得比反射电压 VRg 50--100V,如图四所示，称为漏感电压 低，设计太低将增加 RCW收回路功耗。缓冲电容 C1的设计根据能量平衡,
2
% NM 也书淞LX圉K IPKPIW\\X
T1
阴极电压时， C1两端的电压
△ V, Vsn不能设计
D1
开关管电压余量顷气 J1 ]杂散电博的影响电压5-l0v[ ' 或 Vsn 1 VR。 r i- 1 Vm max __
! 1 _______________ com P 图四
IPKPMA州全电压范围内IPKP的最大值，缓冲电容 C1SN要承受大电流尖峰，要求其等 效串联电阻ESR很小，R1根据功耗选择合适的 W数，阻值一般在47K-120K之间，
PR1> R1SN
，吸收回路二极管 D1通常选择快恢复二极管， 且导通时间也要求快， 反向击穿电压要求 大于选择的MOSFET勺击穿电压BVDSS厂般在65WO下应用场合选用额定电流 1A的快恢复 二极管作为吸收回路二极管。 5.2.4 MOS管的选取
开关管MOSFE＞大漏极电流IDMAX^大于开关管所流过的峰值电流 一般应留至少 90%勺余量。
IPKP至少1.5倍,
MOSFET勺漏源击穿电压（参考图四）BVDSS应大于最大输入电压，VOR^及漏感引起的尖峰之 和，
BVDSS x 0.9沱临3心招倍昴蚯更
r J*
5.2.5次级整流管的选取 考虑一定的裕量，次级整流管
D最大反向电压 VRM!满足：
• - !厂
因为反激式开关电源次级整流二极管只有在电源 Toff的时候才会导通，输出在导通时
必须能够承受整个输出电流的容许值。输出二极管需要的最小正向导通峰值电流为：
lfps= (2 lout)/( 1 -Dmax)
Dma划工作周期，如果设定 Dma划 0.5贝U Ifps>4Iout 5.2.6输出电容的选取
输出电容电压通常呈现两种纹波， 一种是由高频输出电流引起， 主要与输出电容的等效 窜连电阻(ESR)大小有关，另外一种是低频纹波，为了获得较高的 PF值，环路带宽通常较窄， 因此输出不可避免地出现较大的两倍输入电压频率纹波，
其值与电容大小有关，一般说来低
频纹波满足要求时， 高频纹波因为电容等效 ESR够小，可以忽视。电容的容量可以参考各个 厂家的规格书(一般选用高频低阻型)选用，根据产品的实际工作温度，电压和考虑产品的 MTB破取合适的电容系列型号。
5.2.7 IC 主要外围参数选取 5.2.7.1
最大导通时间典型参数选取
R9elpcfoHtcom电3甄统友
图五
Fine tuning R^co-^ VCOMP is 3.9*4.1V st full load mininnum input voltage condition
R
皿坐竺
朋+即
RZCD 32KRS<0,5 R1与C1为用来滤除突波的滤波器 R1:100?~300? C1: 100PF~470PF
OUT
图六
5.2.7.3 RZCD参数选取
kKP
WV
R1
=01
若负任茨波在规范内(-0.3V),
Nvcc
R8
Start Turn-on Signal
Tinner
图七
0.25783佥七黑淄 SZCD<110]nA IZCD>440pA 6.1.电路:
Vcs-OFF 0.5V 0.35V aljBcfans com € $ 用 LD7830和LD8105做的24V 0.7A的实际应用实例 六、
ele务£兑£图八
6.2,实际测试相关参数: 6.2.1 空载功耗在输入 AC2V为0.29W,低于0.3W
VIN. AC VS. PF
1.01 1 0.99 0.98 0.97 0.96 0.96 0.94 0.93 0.92 0.91 0.9
90
115 VIN, AC (V)
230 7
el^cftms com * 君戚花成
图九
6.2.2效率和PF值曲线
VIN, AC Efficiency
(*MS7.0 86.5 86.085.5
85.0 84.5 84.0 83,5 83.0
90
115
230 7fl4
VIN, AC (V) dtpcfans com t a s
图十
6.2.3 CV-CC曲线以及说明
Led照明驱动电源必须以恒流 CC模式和恒压CV模式来控制，由于LED的正向导通压降 会随着焊接面的温度升高而降低，
导致LED的电流会增大，使温度升高，从而导致LED的寿
命减少，甚至可能会造成产品的损害。所以参考图八电路，次级部分采用了 LD8105来做CV/CC 模式控制，LD8105是一款高精度的 CV/CC模式控制IC,与其它同类IC比较具有电流检测电 压低，Vcc输入电压比较宽，工作电流小等特点，从而可以提高整个系统的效率和应用范围。
图11
本文的目的是为了进行类似电路设计的开发人员或者准备用类似线路做设计的人员提 供一个基本设计的参考资料，希望本文中一些经验能够帮到大家。
