基于UC3842的多路输出电压型开关电源设计 (2)

代 号 分类号

10701 TN6

学 号 密 级

1040421995 公开

题（中、英文）目

基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

Design of Multi-output Voltage Switching Power

Supply Based on UC3842

作 学

者 科

姓 门

名 类

提交论文日期 二○一三年一月

西安电子科技大学

硕士研究生学位论文

基于 UC3842的多路输出 电压型开关电源设计 Design of Multi-output Voltage Switching Power Supply Based on UC3842

张召朋

工学 导

西安电子科技大学 学位论文创新性声明

秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在导师 指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和 致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果； 也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材 料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说明 并表示了谢意。

申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。

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本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究生在 校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。本人保证毕业离 校后，发表论文或使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大学。学校 有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或 部分内容，可以允许采用影印、缩印、或其它复制手段保存论文。同时本人保证， 毕业后结合学位论文研究课题再撰写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。

本人签名： 导师签名：

摘要

摘要

开关电源的应用越来越广泛，而人们对电源性能的要求越来越高，提高电源 的工作效率、功率因数，降低谐波分量等越来越受到重视。论文以某项目为背景、 以提高性能为出发点，研究设计高精度、电压型、多路输出开关电源。

本文设计了一种基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源，完成了开关电源的 系统设计；实现了相关功能模块电路的详细设计，并详细分析了各个模块的工作 原理与功能，包括 EMI 滤波、整流电路、功率因数校正、箝位电路、芯片外围电 路、高频变压器、缓冲回路、反馈回路、输出滤波电路、保护电路等；变压器一 次侧加入有源功率因数校正电路，使网侧电流能够很好的跟踪输入电压，功率因 数有较大提高；合理选择器件，系统地计算了电路和器件参数，给出了电路设计 图；采用 saber 软件进行了仿真，得到电路的工作性能参数。

仿真分析表明，开关电源各路输出误差分别为 2%（±5V），1%（±12V），工 作效率达到 85%以上，功率因数为 0.91 以上。电源各指标均满足设计要求。

关键字：开关电源

Abstract

Abstract

With the increasingly widespread applications of switching power supply, the requirements of power performance are higher and higher, the improvement of power efficiency and power factor, and the reduce of harmonic component attract more and more attention. The paper, based on the background of a project and the starting point of improving performance, designs a high-precision multiple-output voltage switching power supply.

A multiple-output voltage switching power supply which is based on UC3842 is designed in this essay, the design of switching power supply system is accomplished; the design of function module circuit is achieved, and the working principle and function of the various modules, including EMI filter, rectifier circuit, power factor correction circuit, the clamp circuit, chip peripheral circuit, high-frequency transformer, snubber circuit, the feedback loop, the output filter circuit, protection circuit and etc. are analyzed; the active power factor correction circuit is added in the transformer primary side, so the input voltage can be well tracked by the grid-side current , and power factor can be greatly improved; the devices are reasonably chosen , the circuit and device parameters are systematically calculated, and the map of circuit design is given; saber software is applied to simulate, and circuit performance parameters are deserved.

From the analysis of simulation, it is can be seen that the errors of each output of the switching power supply are 2% (±5V), 1% (±12V), the efficiency is over 85%. The indicators have reached the designated requirements, work stably, perform well, meet the designated requirements. Key words: Switching power supply

Saber simulation

目录 目录 第一章 绪论..................................................................................................................... 1 1.1 课题研究的背景及意义............................................................................ 1 1.2 国内外开关电源研究现状........................................................................ 1 1.3 本文主要工作和内容安排........................................................................ 3 第二章 电源系统设计..................................................................................................... 5 2.1 开关电源设计指标.................................................................................... 5 2.2 电源结构及工作原理................................................................................ 5 2.2.1 开关电源的组成............................................................................. 5 2.2.2 开关电源的工作原理..................................................................... 6 2.2.3 反激式开关电源拓扑分析............................................................. 6 2.3 开关电源体系结构设计............................................................................ 7 2.4 本章小结.................................................................................................... 8 第三章 开关电源模块设计............................................................................................. 9 3.1 EMI 滤波电路设计 .................................................................................... 9 3.1.1 EMI 滤波电路 ................................................................................. 9 3.1.2 EMI 电路设计与参数计算 ........................................................... 10 3.2 整流滤波电路.......................................................................................... 13 3.2.1 全桥整流电路............................................................................... 13 3.2.2 整流桥器件选择........................................................................... 13 3.2.3 输入滤波电容参数估算............................................................... 14 3.3 功率因数校正.......................................................................................... 15 3.3.1 升压变换器电路的设计............................................................... 16 3.3.2 乘法器分压电阻及电流比较器电阻计算................................... 18 3.3.3 误差放大器偏置电阻................................................................... 19 3.3.4 启动电路元件的计算与选用....................................................... 19 3.3.5 滤波电容的计算........................................................................... 19 3.4 高频变压器设计...................................................................................... 20 3.4.1 计算最大与最小直流输入电压................................................... 21 3.4.2 确定占空比 Dmax .......................................................................... 21 3.4.3 计算输入功率与输出功率........................................................... 22 3.4.4 用 AP 法选择磁芯材料................................................................ 22

基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

3.4.5 计算初级电流峰值和有效值....................................................... 23 3.4.6 计算初级电感量........................................................................... 24 3.4.7 计算初级和次级绕组圈数........................................................... 24 3.4.8 核算临界电感量........................................................................... 25 3.4.9 计算初级和次级线径................................................................... 25 3.4.10 核算变压器磁芯气隙................................................................. 26 3.5 功率开关管的选择.................................................................................. 27

3.5.1 MOFET 的主要参数 ..................................................................... 27 3.5.2 MOSFET 的选择 ........................................................................... 27 3.6 钳位电路.................................................................................................. 28

3.6.1 箝位电路分析............................................................................... 28 3.6.2 漏感抑制....................................................................................... 30 3.6.3 RCD 箝位电路 .............................................................................. 30 3.7 缓冲回路设计.......................................................................................... 31 3.8 控制芯片及外围电路.............................................................................. 32

3.8.1 UC3842 的功能分析 ..................................................................... 32 3.8.2 UC3842 外围电路设计 ................................................................. 33 3.9 反馈电路设计.......................................................................................... 34

3.9.1TL431 .............................................................................................. 34 3.9.2 光耦合器........................................................................................ 36 3.9.3 光耦反馈电路................................................................................ 37 3.9.4 参数计算........................................................................................ 38 3.10 输出滤波电路........................................................................................ 39

3.10.1 三端集成稳压器.......................................................................... 39 3.10.2 输出滤波电路.............................................................................. 40 3.10.3 输出滤波电容计算...................................................................... 40 3.11 整体电路 ................................................................................................ 42 3.12 本章小结................................................................................................ 43

第四章 仿真分析........................................................................................................... 45

4.1 仿真电路设计.......................................................................................... 45 4.2 结果分析.................................................................................................. 45

4.2.1 占空比分析................................................................................... 45 4.2.2 漏极电压波形............................................................................... 46 4.2.3 偏置电路输出波形....................................................................... 47 4.2.4 输出电压波形............................................................................... 47

目录

4.2.5 功率因数校正............................................................................... 47 4.2.6 谐波分量分析............................................................................... 49 4.3 本章小结.................................................................................................. 49

第五章 总结................................................................................................................... 51 致谢................................................................................................................................. 53 参考文献......................................................................................................................... 55

第一章 绪论

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第一章 绪论

1.1 课题研究的背景及意义

电源是各种电子、电器设备工作的动力，是自动化不可或缺的组成部分。随 着电力电子技术的发展，电子信息技术领域里电子设备的广泛应用，这些设备对 电源的要求也越来越高。传统的线性稳压电源已经无法再满足当前的使用要求。

线性稳压电源是指电压调整功能的器件始终工作在线性放大区的一种直流稳 压电源。这种稳压电源发展的最早、它的应用也最广泛。但是线性稳压电源的体 积比较大，效率也比较低，可靠性也差，操作使用也不方便，并且没有很好的自 我保护能力。这就迫切需要对电源进行创新与研究。

开关电源是采用开关变换技术，利用自动控制技术来稳定输出，并加有各种 保护控制电路的电源开关变换电路，是进行交流/直流（AC/DC）、直流/直流 （DC/DC）、直流/交流（DC/AC）变换的装置。

开关电源与传统的线性稳压电源相比较就有了以下优点：

1、它的效率比较高，损耗也非常小。开关电源的开关管一直工作在开关状态， 截止期间开关元件漏极电流极小，因此功率损耗非常小而效率又非常高，通常开 关电源的效率可达 80%～90%以上。

2、稳压范围宽。开关电源的电压调整作用是通过对直流电压进行脉宽调整而 实现的，所以线性控制区域比较大。在输入电压发生较大波动时，电源依然保持 很好的稳定性。

3、体积小，重量轻。开关电源将输入的交流电压直接整流再进行 PWM 控制， 这样就可以省去笨重的电源变压器，使开关电源的体积大大的缩小，而重量也因 此大大的减轻。

4、安全可靠。开关电源一般都具有多种辅助电路，用来实现电源的自我保护 功能，使其安全可靠的工作。

正因为开关电源有着多方面的优点，同时考虑本课题的实际应用要求，本文 设计了一款四路输出的电压型开关电源，研究重点是提高开关电源的功率因 数、消除高次谐波的干扰。课题来源于某科研项目，具有较好的应用价值和工程 应用前景。

1.2 国内外开关电源研究现状

自从上世纪的 50 年代开始，美国宇航局把小型的重量轻的电源搭载到火箭电

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基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

源以来，在 50 多年发展的过程中，由传统的技术制造的相控稳压电源逐步被新型 的开关电源取代，并在电子整机设备中广泛的被应用。几十年来集成电路不停的 发展，开关电源的发展方向也逐渐趋于模块化和小型化。近 20 年来，集成开关电 源发展的过程中主要有两个方向，第一个发展的方向是实现控制电路的集成化。 在 1977 年时候，第一个脉宽调制（PWM）控制器集成电路在美国研制成功，不久 一系列 PWM 控制芯片便在美国 Motorola 公司、Silicon General 公司等推动下生产 上市。现在，国外已经研制出了开关频率能够达到 1MHz 高速 PWM、PFM 控制 芯片。第二个发展的方向是能够将一些中、小功率的开关电源实现单片集成化。 在 1994 年，一种三端隔离式的 PWM 型 AC/DC 变换器单片开关电源率先由美国电 源集成公司（Power Integrations）研制成功。不久 TOPSwitch、TOPSwitch-II、 TOPSwitch-Fx、TOPSwitch-GX、PeakSwitch、LinkSwitch 等系列单片开关电源相 继生产。当前，单片开关电源控制芯片已经形成了数十个系列和上百种产品,它作 为一项发展前景广阔，并且影响力深远的新产品，在国内外的电源界引起了普遍 关注，所以，单片开关电源从第一次出现就显示出了它强大的生命力。单片开关 电源的特点是集成度高、性价比好、外围电路简单、性能指标优越等。

与国外开关电源技术相比，国内从 1977 年才开始进入初步发展期，起步较晚、 技术相对落后。目前国内 DC/DC 模块电源市场主要被国外品牌所占据，它们覆盖 了大功率模块电源的大部分以及中小功率模块电源一般的市场。但是，随着国内 技术的进步和生产规模的扩大，进口中小功率模块电源正在快速被国产 DC/DC 产 品所代替。

开关电源的使用提高了变换效率，减少了工作能耗，使电源工作周围的环境 温度降低。使用为国家节省了大量铜材、钢材和占地面积。由于变换效率提高， 能耗减少，降低了电源周围环境的室温，是针对国家投资 4000 亿元用于城网、农 网的供电工程改造、提高输配电供电质量而推出的，它已经开始采用开关电源取 代传统的相控电源。国内一些通信公司如中兴通讯等均以相继推出系列产品。

目前市场上开关电源中功率管多采用双极性晶体管，开关频率可达几十千赫 兹；采用 MOSFET 的开关电源转换频率可达几百千赫兹。而高速开关器件的使用， 可以提高开关电源的开关频率。对于兆赫兹以上开关频率的电源可以利用谐振电 路，这种工作方式称为谐振开关方式。它可以极大地提高开关速度，理论上开关 损耗为零，噪声也很小，这是提高开关电源工作频率的一种方式。采用谐振开关 方式的兆赫兹级变换器已经实用化。开关电源发展的趋势和技术的追求可以概括 四个方面，即：

高频化、薄型化、轻量化、小型化。开关电源的重量和体积主要由一些储能 元件（如电容和磁性元件）来决定，所以说，使开关电源尽量的小型化就是使其 中电容和磁性元件等储能元件体积尽可能的减小；一般来说，提高电源的开关频

第一章 绪论

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率，一方面能够使变压器及电感、电容的尺寸减小，另一方面还能够有效的抑制 干扰，使系统的动态性能得到很好的改善。所以，高频化就成了开关电源一个主 要的发展方向。

高可靠性。开关电源所使用的电子元器件与连续工作的电源相比少了数十倍， 所以提高了电源的可靠性。另一方面，从寿命的角度出发，如光耦合器、排风扇 以及电解电容等元器件的寿命能够决定着开关电源的使用寿命。因此要从设计的 方面考虑，尽可能较少的使用元器件，以提高电源的集成度。这样不但能够解决 可靠性差、电路复杂的问题，还增加了一些保护功能等，使电路得到简化，最重 要是将平均无故障的时间提高了。

低噪声。噪声大是开关电源一个很大的缺点。在单纯去追求电源高频化的同 时，电源的噪声也将随之而增大。为此采用部分谐振转换回路技术，能够在原理 上不仅降低噪声还可以提高开关频率。所以，开关电源另一个发展的方向就是尽 可能的使电源的噪声降低。

开关电源一直被称为是高效能的电源，现在它代表了稳压电源发展的方向， 并且成为了稳压电源最主要的产品。开关电源采用了控制集成电路和高频变压器， 具有效率高、可靠性好、输出稳定等一些特点，成为了电源今后发展的趋势。

开关电源的应用越来越广泛，而人们对电源性能的要求也越来越高，电源的 工作效率、功率因数、谐波分量等性能迫切需要得到更好的改善，特别是针对具 有多路输出开关电源的精度和稳定性，更是需要进行研究攻克的难点。

1.3 本文主要工作和内容安排

本文设计一款 4 路输出的电压型开关电源，主要工作如下：

1、分析开关电源工作原理，结合本设计要求及工作指标梳理知识脉络，整理 文献材料，为设计电源做基础工作。

2、从整体结构出发，宏观的分析设计出电源的基本拓扑结构，分析其工作原 理，构建出整个系统的框架图。整理系统包含的模块结构。

3、以整体的框架结构为基础，按模块逐一设计电路并分析其工作原理，详细 计算各部分元件参数。最终得到整个设计的原理图。

4、利用 saber 仿真软件对系统进行仿真测试，得到关键参数及波形。有利于 电路的分析与改进。

5、总结整个设计的优点与不足，确定未来改进的方向。 本论文内容安排：

第一章是绪论。阐明本课题的研究的背景及意义，描述开关电源的国内外现 状。并简单给出了本论文的主要工作及内容安排。

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基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

第二章是电源系统设计。给出了设计指标，选择了电源设计的住拓扑形式， 从宏观的角度分析设计了系统的整体结构。

第三章是开关电源模块设计。对电源的每一个模块进行设计分析，包括 EMI 滤波电路、整流滤波电路、功率因数校正、高频变压器设计、功率开关管的选择、 箝位电路、缓冲回路、控制芯片及外围电路、反馈电路、输出滤波电路，详细的 计算元件参数。

第四章是仿真分析。利用 saber 软件对电路进行建模仿真。得到电路的具体波 形和工作状态，对结果进行分析。

第五章是总结。

第二章 电源系统设计

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第二章 电源系统设计

本章确定电源的设计指标，系统的分析开关电源的整体结构，确定本设计的 拓扑，从总体出发，应用基本理论创建电源设计的整体框架，为进一步的设计奠 定理论基础。

2.1 开关电源设计指标

电源的性能指标是设计电源的前提，只有明确了各项性能指标的要求，在设 计电路中才能有的放矢，有针对性的对总体结构或模块分析做出有利的评估。本 次电源的设计指标如下： 1、输入：AC185~250V，50Hz

2、输出：±5V 输出/1A，±12V 输出/1A 3、开关频率：50KHz 4、效率：大于 80%

5、输出纹波：最大 100mV（峰峰值） 6、纹波系数：小于 1% 7、输出精度：±5%

2.2 电源结构及工作原理

2.2.1 开关电源的组成

图 2.1 开关电源的组成框图

开关电源的组成结构如图 2.1。

开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率

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基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

变换电路、PWM 控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过欠压保 护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。

AC/DC 转换电路是整流滤波电路。

DC/DC 转换器是开关电源中最重要的组成部分，有以下几种基本类型：buck 型、boost 型、buck-boost 型、正激式、反激式、推挽式、半桥式和全桥式转换器。

2.2.2 开关电源的工作原理

开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维 持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制 IC 和 MOSFET 构成[3]。

在线性电源中，功率晶体管工作在线性的模式下，而与线性电源所不同的是， PWM 开关电源让功率晶体管工作在导通与截止状态下，在这两种状态中，加在功 率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高， 电流小），功率器件上的伏安乘积就是功率半导体器件上所产生的损耗。

与线性电源相比，PWM 开关电源更为有效的工作过程是通过“斩波”，即把 输入的直流电压斩成幅值等于输入电压幅值的脉冲电压来实现的。脉冲的占空比 由开关电源的控制器来调节。一旦输入电压被斩成交流方波，其幅值就可以通过 变压器来升高或降低。通过增加变压器的二次绕组数就可以增加输出的电压值。 最后这些交流波形经过整流滤波后就得到直流输出电压。

控制器的主要目的是保持输出电压稳定，其工作过程与线性形式的控制器类 似。即控制器的功能块、电压参考和误差放大器，可以设计成与线性调节器相同。 他们的不同之处在于，误差放大器的输出（误差电压）在驱动功率管之前要经过 一个电压/脉冲宽度转换单元。

2.2.3 反激式开关电源拓扑分析

反激式开关电源的拓扑结构如图 2.2 所示，当开关管 Q1 导通时，只有初级绕 组导通（其他绕组因未导通，可暂不考虑其对初级电压的影响），此时，开关管可 认为只是给电感储存能量。当开关管 Q1 关断时，只有次级绕组导通，分析时可暂 不考虑初级绕组对次级绕组的影响（此时次级可认为只是电感放电过程）。所以， 反激变换器从功能上考虑，实际只是有着若干绕组的电感而已。在这种情况下， 初次级绕组的电压并不相关，次级绕组电压只与负载有关系。假设次级绕组安匝 数为 100，匝数为 10，则峰值电流为 10A，如果将这样的次级绕组与 100Ω 的负载 相连，则可以在次级得到不可思议的 1000V 电压。当次级有几个绕组同时导通时， 则所有次级绕组的安匝数之和与初级绕组的安匝数守恒[8]。

第二章 电源系统设计 7 根据反激变换器初级电感和负载电流的不同，可分为以下三种工作模式：断 续工作模式(DCM）、连续工作模式(CCM)和临界工作模式。

图 2.2 反激式开关电源拓扑结构

2.3 开关电源体系结构设计

本次电源设计的整体结构框图如图 2.3 所示 图 2.3 系统整体机构框图 系统整体结构包括：EMI 滤波电路、整流滤波电路、箝位电路、吸收回路、 控制电路、输出整流滤波电路和反馈电路，另外还有高频变压器与开关器件 MOSFET[11]。 系统工作过程分析：交流电压U i 经过前级保护电路后，进入 EMI 滤波电路一 方面减少电源内部对电网的干扰，同时减小电网对电源的干扰。经 EMI 滤波以后 的交流电压经过桥式整流滤波电路，将交流电变成电压约为 320V 的直流电压。此 时的直流电压便可以经过高频变压器的导通与关断来改变幅值，并通过变压器的

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基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

次级侧将电压输送到输出端的输出整流滤波电路。得到期望的输出电压 U o 。在此 过程中，由于反激式变换器在开关管关断期间，一次侧会存有大量的能量，为保 护电路，需要在一次侧加入一个箝位电路，是整个电路能够正常工作。另一方面， 为了能够提高电路的工作效率，可以在 MOSFET 傍边加一个吸收回路，用来减少 开关管在开关过程中的损耗。由于电路工作过程中可能遇到输入电压波动或输出 负载的变化导致输出电压不稳定。为此，在电路输出端加入一个反馈回路，通过 将输出端电压的采样与基准电压进行比较，并把反馈信号输送给控制电路，控制 PWM 的占空比，达到控制开关管的导通与闭合，从而使输出电压稳定。

2.4 本章小结

本章系统分析了开关电源总体结构与工作原理，明确了电源设计的性能指标， 选择了反激式为设计的基本拓扑，并确定了系统运行的整体架构。将本次设计的 总体思路阐明，按模块分为多个部分，为接下来的设计提供方向。

第三章 开关电源模块设计

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第三章 开关电源模块设计

本章逐一分析电源的每一个电路模块，按设计指标分析设计模块电路的工作 原理，按照要求计算元件参数并合理选取相应元器件。

3.1 EMI 滤波电路设计

3.1.1 EMI 滤波电路

如图 3.1 所示为 EMI 滤波器的基本电路，该滤波电路共有五个端口，包括输 入端口（2 个）、输出端口（2 个）和接地端口（1 个），在应用此滤波电路时外壳 应当与大地接通。电路中包括共模扼流圈（亦称共模电感）L、滤波电容 C1~C4。 共模扼流圈不能作用于差模信号，但它对于共模干扰，却有很好的抑制作用。由 于经过耦合的共模扼流圈，磁通的方向是相同的，明显的增大了它的电感量，所 以共模扼流圈对于共模信号能够呈现较大的感抗，使共模信号很难通过。在共模 电流流过扼流圈时，会在扼流圈上产生相互加强的两个磁场[14]。共模扼流圈的电 感量与 EMI 滤波器的额定电流 I 有关，当滤波器的电流 I 较大时，应当相应增大 EMI 共模扼流圈的线径，使扼流圈可以承受更大的电流。除此以外，将扼流圈的 电感量增大，可以使低频衰减的特性得到改善。C1 和 C2 的作用是滤除差模信号的 干扰，容量一般选择 0.01~0.47μF 之间，采用的是薄膜电容器。C3 和 C4 跨接在输 出端，并将电容器的中点接通大地，它们的作用是抑制共模信号的干扰，容量一 般选择 200pF~0.1μF 之间。C1~C4 耐压值均为 630VDC 或 250VDC。

EMI 滤波器主要的参数

EMI 滤波器主要的技术参数包括：额定电压，额定电流，漏电流，测试电压， 绝缘电阻，直流电阻，温度的使用范围，工作温升（Tr）,插入损耗（AdB），外形

图 3.1 EMI 滤波器基本电路

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基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

尺寸，重量。EMI 滤波器的性能优劣主要由插入损耗评价，是最重要的一个参数。

插入损耗（AdB）表示插入 EMI 滤波器前后负载上噪声电压的对数比，并且用 dB 表示，分贝值越大，说明抑制噪声干扰能力越强。设 EMI 滤波器插入前后传输 到负载上噪声电压分别为 U1、U2，且 U2<U1 U2AdB 20 lg(

EMI 滤波器对地漏电流的公式为

式（3-2） I

LD

 2



fCU

c

其中， I LD 为漏电流， f 是电网频率。 对漏电流的要求是愈小愈好，这样安全性高，一般应为几百微安至几十毫安。 同时，额定电流还与环境温度 TA 有关。额定电流值随温度的降低而增大，反之亦

然。

3.1.2 EMI 电路设计与参数计算

图 3.2 EMI 滤波电路设计

如图 3.2 所示，EMI 滤波器由 L2、L3、LF1、CX1、CY1、CY2、R1A、R1B、 R2A、R2B 组成。

共模滤波器由 LF1、CY1、CY2 组成，主要滤除在两条功率线路与地之间产 生的噪声。共模滤波器中的“变压器”的绕组是同相的。但是流经绕组的交流电 流是反相的。结果是两股相反方向的电流在磁芯中产生的共模交流磁通量相互抵 消。

共模线圈等效电路如图 3.3 所示，设产生的噪声电压为 Ug 负载产生的噪声电 压为 Un，则有以下推导：

第三章 开关电源模块设计

图 3.3 EMI 共模线圈等效电路图

U g jL1I1 jMI 2 RL I1 U g jL2 I 2 jMI1 RI 2

式（3-3）

式（3-4）

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设 L1=L2=M=L，整理上面式子得到

I1

U n RL I1 jL R

实际上，由于有 R≦RL，因此有

U nRU g jL R

RU g

jL(R RL ) R RL

RLU g

jL(R RL ) R RL

U g RL R jLR jLRL R RL I 2负载 RL 产生的噪声电压 Un 为

噪声电压的衰减比可以表示成为

RU g

U n U g 

由此可知，噪声衰减的程度和电压大小成正比关系。

共模电感中电感量的取值一般为几个毫亨至十毫亨之间，可以根据滤波器额 定的电流大小选择，表 3.1 为共模电感的参考值。

表 3.1 共模电感的取值参考

额定电流 I(A) 电感量范围（mH） 1 8~12 3 2~4 6 0.4~0.10 0.2~0.12 0.1~0.115 0.07~0.0

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L 的典型值（mH） 8 基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

Y 电容安全的等级可以分为 X1 跟 X2。而 X1 等级是用在设备的峰值电压比 1.2K 大的场合中，X2 等级是用在设备的峰值电压比 1.2K 小的场合中。控制了 y 电容值的大小就能够控制流过 y 电容的漏电流，像一些装在可以移动的设备上的 滤波器，要求交流的漏电流必须小于 1mA，而对于那些接地的不能移动的设备， 对漏电流的要求是小于 3mA，Ii 2fCU ，式中的 f 是电源的频率，U 是供电的电 压。设计的时候，应该给予相应的考虑。

在目前的市场上推出了一些专门使用在共模滤波器上的标准元器件，这些个 共模滤波器分别具有不相同的额定电流值和电感值，以及所需要的爬电距离。在 设计的时候可以通过这些参数来选择滤波器达到简化工作的目的，同时还可以通 过相应的计算，得到共模滤波器的参数值。首先，为了确定出共模滤波器应该在 哪一些频率上有多少的衰减，所以要测量出未滤波以前传导噪声频谱是多少，或 者有一些合理的假设，然后再通过一些测量得到能够接近实际情况的参数。一个 最常用的合理假设是开关电源在开关频率处要有大约 24dB 的衰减[21]。当然，在最 后还应当做出一些修正。假设所需要滤波器的衰减量是 y，可以通过下式来计算滤

波器转折的频率：

 f f sw式中：

f c —希望得到的滤y(dB) 40Lg c波器转折频率; f sw —电源工作的

频率。

此时所设计滤波器的参数为：

1 (2f c ) 2 LC

EMI 滤波器的参数设计没有一些固定要求，具有一定灵活度，只要能满足 EMI 的标准便可，所以在一般的情况下便是预先去估算一个大概值，然后再经过一些 测试，计算得到所要的衰减幅度，进而把合适的滤波器设计出来。同时还为了能 够抑制线线之间的干扰，可以再加入一些差模抑制作用的 X 电容和电感，抑制差 模信号的电感取值非常小，设计比较简单，此处不再赘述，此电路中 L2、L3、CX1 构成了差模滤波电路，同时在滤波电感和电容两端并联了放电电阻 R1A、R1B、 R2A、R2B，以改善瞬态性能。

第三章 开关电源模块设计 13 3.2 整流滤波电路 3.2.1 全桥整流电路 图 3.4 全桥整流电路 整流电路是 AC/DC 驱动中重要的一部分，目前常用的整流电路有全桥整流电 路、全波整流电路、倍流整流电路和同步整流电路等，在此设计中可选择用全桥 整流电路，其原理如图 3.4 所示，全桥整流电路，结构简单，性能可靠。它是将四 只整流管结成桥路形式，再用塑料封装而成的半导体器件。它具有体积小、使用 方便、各整流管参数一致性好等优点，广泛应用于开关电源的整流电路。全桥整 流电路有 4 个引出端，其中交流输入端、直流输出端各两个。设计时主要考虑流 过二极管的电压和电流大小，然后选择合适的器件。 3.2.2 整流桥器件选择 整流桥主要的参数有正向电压降 UF(V)，反向峰值的电压 URM(V)，平均的整 流电流 ID(A)，最大反向漏电流 IR(µA)，正向峰值浪涌电流 IFSM(A)等，选择的时候 主要应该考虑二极管耐压和通过的最大电流等，还要兼顾设计的成本因素。 整流桥反向击穿电压 UBR 在设计时应满足式（3-12）的要求： U BR 1.25 2U MAX 交 流 输 入 的 电 压 范 围 为 100 ～ 250V ， UMAX=250V ， 由 式 (3-12) 可 得 到UBR=441V，可选择耐压值为 600V 的整流桥，需要指出，如果用 4 只硅材料整流 管来组成整流桥，则整流管耐压值还需要进一步的提高，按照二极管耐压值的“宁 高勿低”选取原则，以使整流桥工作的可靠性与安全性得到提高。 设输入的有效电流值为 IRMS，整流桥的额定有效电流值为 IBR，应当要求 IBR ≥2IRMS。IRMS 的计算公式如下：式（3-12）

14

基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

Po

Iumin cos

RMS

式中，Po 是开关电源输出功率，η 是电源的效率，umin 是交流的输入电压最小值， cos 是开关电源功率因数。设计开关电源的功率为 65W，交流输入的电压范围为 180～250V，按要求η =85％。将 Po=65W、η =85％、umin=180V、设 cos =0.90 代入上式，得到 IRMS=0.472A，又有 IBR≥2IRMS。在选择时候还应留出一定的余量。

经桥式整流以后的一个周期里输入的电压与电流波形可见图 3.5。图中，a 为 输入电压，而 b 为输入电流，虚线则是电容器的电压，为简化起见，此处忽略纹

波，设电容器两端的电压不变。

所以选择低成本成品的整流桥 GBU808/8A/800V。 3.2.3 输入滤波电容参数估算

图 3.5 经整流后的一周期中电压与电流的波形

整流桥在导通时，电感电流会增大，累积能量；整流桥在截止时候，电感抑 制电流陡变，逐渐减小，设计电感的时候，选择磁芯复位临界的状态，可根据下 面步骤求解。

（1）取电容的两端电压为 Vb， （2）由 Vb=Vpk×求解，得出 t1，t2 sin(wt)

（3）通过积分求：灰色区域中 S1 的值，其中积分时间为（t1,t2）

通过积分求：灰色区域中 S2 的值，其中积分时间为（t2，t3） 灰色区域中 S1 的值=灰色区域中 S2 的值,可设为 p，求出 t3

（4）代入以下公式，可求出 L

i(t)Vpk sin(t) Vbdt



2 t 3 p T

式（3-14）

式（3-15）

Lt1  i(t )dt V

t1

b

第三章 开关电源模块设计

15

L2Vb T Pt1t1

t 3

为了降低整流滤波的纹波，输入端滤波电容器必须经过合适的选择。令每单位输 出功率(W)所需要的输入滤波器的容量(µF)比例系数是 k，当交流输入电压 u=85~265V 时，通常取 k=(2~3)µF/W；当交流输入电压 u=230V(1±15％)时，选择 k=1µF/W。输入端滤波电容器的容量选择可以参照表 3.2，Po 是开关电源输出功率。

u/V 110(1±15%) 85~265 230（1±15%） 选择合适的输入滤波电容器的容量非常关键。电容值选得太小，会导致直流 输入的脉动电压过高；电容值取得太大，会使电容器的成本增加。下面是介绍电 容器值计算的准确方法。

设交流输入电压 u 最小值是 Umin。使电压 u 经过整流及滤波后，在 u=Umin 时 输入电压的波形图如图 3.6 所示。

表 3.2 输入滤波电容器容量参考值 K/(μF/W) UI(min)/V

C/(μF) ≧（2~3）Po 值 ≧（2~3）Po 值 ≧Po 值 ≧90 ≧90 ≧240 2~3 2~3 1

图 3.6 u=Umin 时输入电压的波形图

由图 3.6 可见，在直流电压最小值 UImin 上还叠加一个幅度为 du 的一次侧脉 动电压，这是输入滤波电容在充放电过程中形成的。滤波电容 C 的值，可按下式

C

计算：

 2 f  tc

 12Po

2 2

3.3 功率因数校正

现在，家用电器已进入千家万户，工业电气化自动化不断提高。各种程序控

16

基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

制电动机、计量器具等就有阻性负载、感性负载，又有容性负载。由于受到电抗 的作用，发电机发出的交流电流往往滞后于交流电压一定角度，即相位角 不为零， 就是说发电机发出的电能不能被完全的利用，只有一部分电能被利用，而相当押 题部分电能以磁场的形式在饭店及和用电设备之间往返变换而不能被释放。所以， 我们要提高电气设备功率的利用率，提高开关电源的功率因数。本设计采用以 L6562 作为控制芯片的 APFC 升压式调整电路。如图 3.7 所示

R4 VD5 R3 R5 VD6 TR

交流输入 R1 2 D? 7

EMI滤波 2 R8 R2 C2 C3 DIO DE C5

升压变换电路 TR 的一次电感 LP 式 APFC 调整器的升压电感，起着峰值电流 传递和升压的作用。变压器 TR 的二次侧绕组 N s 的作用有二：一是作为零电流检 测传感器；二是与电阻 R4、整流二极管 VD5 和电容 C3 组成电源滤波整流电路， 供给 L6562 调整器启动电压。

I LP 2

图 3.7 L6562 升压式调整电路

3.3.1 升压变换器电路的设计

I IN

I IN 是输入平均电流， I LP 是变压器一次侧电感的峰值电流 最大交流输入电流：

I IN ( MAX )

 0.57 A

式（3-19）

POUT 是 APFC 调整器的输出功率(W)  是变换电路的效率 VIN ( MIN ) 是最低交流输入电压（V） I IN ( MAX ) 是最大交流输入电流（A） 求出一次电感峰值电流：

I

LP( MAX )

式（3-20）

 2I

IN ( MAX

256 )

4 2 0.57 0.81A

第三章 开关电源模块设计

17

升压变换电路的一次电感 LP 为： V

LP

2 VOUTVIN I LP f

VOUT 为 APFC 升压变换电路的输出电压，取 350V（DC）

VIN 为交流输入额定电压 220V

在这里利用铜损因数的方法来确定磁芯，具体公式如下：

K g

PCu Bmax

I LP I LP ( MAX ) ，为最大峰值电感电流（A）

Bmax 为最大磁感应强度（T）取 0.15T

 1.724108 m PCu 为铜的最大功率损耗（W）

所选用磁芯的铜损因数 K g 必须高于上式所算的因数。设所选用的磁芯因数为 K g' ，则 K g' K

K 为绕组系数，设 K=0.36

Aw 为绕组骨架窗口面积（ mm2 ） Ae 为磁芯有效截面积（ mm2 ） l w 为每匝绕线平均长度 表 3.3 APFC 变换器磁芯型号表

Aw Ae2 lw

根据表 3.3，可选用 EE05，则绕线窗口面积 Aw 13.05mm 2 ，磁芯有小姐面积

Ae 7.00mm2 ，绕组平均长度 lw 19.47mm ，则

K g' K 2( OUT VIN )VIN2

 220) 2202 Aw Ae2 lw

 LP I LP 2

1.01103 0.812 2

19.4710

18

基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

计算表明 Kg'＞Kg ，所以 EE8 磁芯可以选用。

计算升压变换电路的一次匝数 N P LP I LP(max) B ANmaxe P取 78 匝

磁芯气隙长度 Lg 为 4107 N P2 LLP

g二次绕组 N S 两端的电压VS 15V ，因此二次绕组的匝数 N S 为VS VNOUT S N P 取 4 匝。

3.3.2 乘法器分压电阻及电流比较器电阻计算

（1）乘法器取压电阻 R1、R2 的计算：

RR2 2 R1

式（3-28）

设 R2=12kΩ，则有

( R11 的计算：

乘法器的输入电压由下式决定： R1VMO KVIN 1VIN 2 KVIN 1(VEOVREF )  乘法器的增益 K=0.8，是 L6562

VIN 1 为乘法器在最低交流输入时 3 脚的最高输入电压 VIN 2 为乘法器输入电压，VIN 2 VEO VREF ，VEO 3.5V 1 2.5V VREF 为基准电压2乘法器 3 脚的输入电压是

得 R1=2109kΩ

(2)电流传感电阻

) 2 12 353.5 式（3-29）

式（3-30） 2R2 R1 R2 VIN 1

将已知数据带如式（3-30）进行计算得

VMO KVIN 1VIN 2 0.8 2（3.5 2.5） 1.6V

第三章 开关电源模块设计

R1119

VMO I LP(max)

3.3.3 误差放大器偏置电阻

电阻 R12、R13 与电位器 RP1 是误差放大器的偏置电阻，在保证误差放大器正

常工作的前提下，可用来调整输出电压VOUT 的高低。它们关系如下：

 OUT 140 式（3-33）

R13 RP VREF 2.5

R12 电位器 RP1 在实际电路中不存在，因为它影响输出电压VOUT ，所以有 R13 设 R12=1MΩ,则

R1310000103 140

在此偏置电路中 C4 和 R7、R8 组成频率补偿网络，C4 可选用 0.1uF 的普通电容。

3.3.4 启动电路元件的计算与选用

启动电路元件包括 R3 和 C3。升压电感 LP 在输入脉动电压的作用下，在变压器 的一次侧产生电感 LP ,同时也在二次绕组中感应出电流 I S 。升压变换电路的二次绕 组 N S 的两端电压为 15V，此电压通过二极管VD5 和电容 C3 整流滤波后，想 IC1 的 8 脚提供 12V 的直流电压。二次侧脉动电压通过 R5 想 IC1 提供 3mA 的控制电流。 R5 的阻值为 22kΩ，VD5 选用快速回复二极管 1N4148。R4 是限流电阻，其阻值不 能太大，否则会引起损耗，使供给 IC1 的电流不足，可选 3.3Ω.启动电阻应保证在 最低输入电压下，为 IC1 提供足够大的启动电流。

R3＜ 2VIN (min) I STR( max )

I STR(max) 为 IC1 的电源启动电流，为 0.5mA

启动电容 C3 的选用原则是：电容放电时间必须大于来自变压器二次侧的自举 电压达到 IC1 的 8 脚启动门限电压的时间。C3 可选 100uF。

3.3.5 滤波电容的计算

C1 是 APFC 电路的输入电容，它的作用是滤除高次谐波；电容 C6 是 APFC 电 路的输出滤波电容，用于滤除输出电压的脉动交流成分，使电压平直。APFC 升压

R12 (R13 RP ) V 350 1

20

基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

变换电路的有效电阻是 R2POUT

I IN (max) EFF电容 C1 的容量为

C11 2RREF f输出电容 C6 的容量由下式决定：

I OUT

2fC INVP P

6IOUT 为变换电路输出电流（A）

f IN 为输入电源的频率（Hz）

VPP 为输出纹波电压的峰峰值（V） 100 P 350 V

OUT

设输出纹波电压是输出电压的 5%，则

VPP VOUT 5% 350 5% 17.5V 根据式（3-38），则 C6

式（3-41）

3.4 高频变压器设计

高频变压器在开关电源中是最主要的一个组成部分。在开关电源中的拓扑结 构有很多。以半桥式功率转换电路为例，在工作时候两个开关管交替导通截止产 生 100kHz 高频的脉冲波，然后由高频变压器来进行变压转换，输出不同的交流电 压，高频变压器中绕组线圈各个匝数的比例可以决定输出电压值的多少[22]。典型 的半桥式变压电路最明显的是有三只高频变压器：驱动变压器、辅助变压器和主 变压器，每一种变压器都有各自不同衡量的标准，以主变压器为例，功率高于 200W 的电源，它的磁芯直径必须大于 35mm。辅助变压器不同，在低于 300W 的功率时 它的磁芯直径只要达到 16mm 就可以。

工作原理：变压器是一种变换电压、电流以及阻抗的工作器件，在初级的线 圈中有交流的电流通过时，在磁芯（铁芯）中就产生了交流磁通，可以使次级的 线圈感应到电压（电流）。变压器是由线圈和磁芯（铁芯）组成，线圈有至少两个 绕组，其中与电源相接的一个绕组称为初级线圈，其余绕组称为次级线圈。

用途：此变压器主要用在高频率的开关电源上作为高频变压器，或者用在一

I OUT  OUT 

第三章 开关电源模块设计

21

些逆变电源和逆变焊机当中作为逆变电源的高频变压器。按照工作频率的高低， 可以分为一下几个档次：10kHz～50kHz、50kHz～100kHz、100kHz～500kHz、 500kHz～1MHz、1MHz 以上。在传送功率相对较大的时候，功率器件一般采用 IGBT，由于 IGBT 存在关断电流拖尾现象，所以它的工作频率相对较低；传送功 率相对较小时，可以采用 MOSFET，工作频率就比较高。变压器参数计算

前提条件

输入：AC185~250V，50Hz

输出：±5V 输出/1A，±12V 输出/1A，外加 18V/1A 偏置电路一路 开关频率：50KHz 效率：大于 80%

3.4.1 计算最大与最小直流输入电压

Vdcmax  250 2  353.5V Vdcmin  185 2  261.2V

式（3-42） 式（3-43）

3.4.2 确定占空比 Dmax

根据 AC 输入电压计算最小输入 DC 电压和最大输入 DC 电压

工作范围 100—120V 85—265V 230—240V MIN VACMIN 85V 85V 195V MAX VACMAX 132V 265V 253V DCMIX VDCMIN 94V 94V 253V DCMAX VDCMAX 187V 371V 354V 初级反射输出电压 Vor 60V 135V 135V 确定在低电网电压时的最大占空比

Dmax  Vor

Vds )

Vor  (Vmin 

Vor：初级反射电压

Vds：开关管正向导通平均电压（取 10V）

根据公式计算：100—120V 输入时 Dmax 取 0.36—0.4

85—265V 输入时 Dmax 取 0.6 230—240V 输入时 Dmax 取 0.36—0.4

所以，选择占空比 Dmax =0.4

22

基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

3.4.3 计算输入功率与输出功率

当效率是 80%时，变压器输入功率

式（3-45） Pin  Po /

Po =（5V×1A）×2+（12V×1A）×2+18V×1A=52W Pin =52W/0.8=65W

3.4.4 用 AP 法选择磁芯材料

AP 法是一个很实用的设计工具，很多类型的磁芯都能适用，这极大地简化了 设计过程[26]。

简单来讲，AP 就是指此心有效截面积和线圈有效窗口面积的乘积，若面积都 以平方厘米为单位，则 AP 的单位为厘米的 4 次方。利用面积乘积法可以计算出 变压器磁芯的额定功率大小，在设计扼流圈时也可以用来选择磁芯的尺寸。此外， AP 值还可以用于变压器其它重要参数如表面积、温升、绕线匝数和电感量等的计 算。

Pin 102

A2  F  Bm  J  Ku  Ki

P  Aw  Ac 

此处 Pin 可以用视在功率 Pt 计算。 Pt  Po /  Po结果会使变压器的体积偏大， 变压器的温升比较低。

AP：面积乘积（ cm4 ） Aw ：贴心窗口面积（ cm2 ） Ac ：贴心截面积（ cm2 ） Pin ：输入功率（W） F：频率（Hz）

Bm ：工作磁感应强度（T）一般取 0.1—0.25 J：电流密度（ A / mm2 ）取值 4 K u ：窗口利用系数，取 0.2—0.4 K i ：铁心间隙系数 取 1.0 即： AP  A65 102

w  Ac 3



查表 3.5 可得：选择磁芯型号为 EE25， Le 为 48.7 mm ，2  50 10  0.2  4  0.31 e 为 40.00 mm 2

A

第三章 开关电源模块设计 表 3.5 磁芯 AP 值表格

23

3.4.5 计算初级电流峰值和有效值

单端反激式变换器的初级工作模式分为两种：连续模式和断续模式。其初级 绕组电流波形如下：

图 3.8 初级绕组电流波形

K rp ：电流脉动系数

100/120V AC 输入 K rp 值取 0.4—1.0 85—256 或 230V 取 0.6—1.0

利用 I r 和 I p 的比例关系，亦即 K rp 的数值，可以定量描述开关电源的工作模式。 K rp 的取值范围是 0—1.0，若 I r = I p ，即 K rp =1.0，就将开关电源设定在断续模式。 当 I r ＜ I p 时，开关电源就被设定为连续模式。实际上在断续和连续之间并没有严 格的界限，而是存在一个过渡过程。对于给定的交流输入范围， K rp 值较小，就意 味着更为连续的工作模式和相对较大的初级电感量，并且初级的 I p 和 I rms 较小。反 正， K rp 值较大，就表示连续程度较大，初级电感量较小，而 I p 与初级有效值电流

I rms 较大。

I p 

Emin：输入最小 DC 电压（V） Dmax ：最大占空比

2Pn 2  65

24

基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

I p ：初级峰值电流（A） Pin ：输入功率（W） I

r

rp

1)  0.40471A I rms ：初级电流有效值（A）

m3.4.6 计算初级电感量 s

 I p

 Dmax

 (K rp2

/ 3  K式（3-48）

Emin  Dmax

LF  (I p 2  I p1) p 

Emin：输入最小 DC 电压（V） F :频率（HZ） Dmax ：最大占空比 L p ：初级电感量（H） I p1  I P 2 (1 Krp )  0.2698A K rp  I r / I p 2

I r IKrp p 2

1、初级绕组计算： Emax 104

N4  F  Bm  Ae p 3.4.7 计算初级和次级绕组圈数



取 177 匝 F：频率（HZ）

Bm ：工作磁感强度（T） Ae ：磁芯截面积（ cm2 ）

2、次级绕组计算： 匝数n  比：

N p n N s 

偏置电路绕组 N s1 的计算：

0.4 1 0.4 n1  50 10 （0.67452 - 0.2698） 

第三章 开关电源模块设计

N s1  取偏置电路绕组 N s1 为 19 匝。 次级±5 绕组 N s 2 的计算：

n2  N s 2  去次级±5V 绕组 N s 2 为 6 匝。 次级±12V 绕组 N s3 的计算：

n3  N s3  取次级±12V 绕组 N s3 为 13 匝。

3.4.8 核算临界电感量

Lmin

n：匝数比 T：工作周期（s）

其中， Lp  Lmin ，满足要求。 3.4.9 计算初级和次级线径

D p  1.13 I1 / J

Ds  1.13 I 2 / J J：电流密度（4 A / mm2 ） I1：初级电流有效值（A） I 2 ：次级电流有效值（A） 1、初级线径 D p 计算： Dp  1.13 0.33045 / 4  0.359mm

25

177 9.7 0.4 1  0.4

177 34.88 0.4 1  0.4

177 14.53





式（3-60） 式（3-61）

式（3-62）



26

基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

N P N S I SP

 次级有效电流：

K rp2 I3 srms  I SP (1  DMAX

177 19 )( ①偏置电路绕组 I SP1 、 I srms1与线径 Ds1 计算：

I SP1 

0.62 I srms1 3  8.27  （1  0.6）（

式（3-67D）

②次级侧±5V 绕组 I SP2 、 I srms 2 与线径 Ds 2 计算： 177 6 s1

 1.13 8.27 / 4  1.97mm I SP2  I srms1  26.4 1  0.6）（

（

）

式（3-69）

式（3-70D）

③次级侧±12V 绕组 I SP3 、 I srms3 与线径 Ds 3 计算：

177 13 I srms1  12.09  （1  s1

 1.13 11.93 / 4  1.95mm I SP2  0.6）（

式（3-72） 式（3-72） Ds1  1.13 5.51/ 4  1.32mm

3.4.10 核算变压器磁芯气隙

在反激变换器的工作模式当中，当开关管 Q 导通时，只有初级绕组导通，此 时开关管可认为只是给电感储存能能量。当开关管 Q 关断时，只有次级绕组导通， 能量从初级次传递到次级侧，在此过程中，能量主要储存在变压器气隙当中。为 了防止能量传递过程中的磁饱和现象，更好的控制电感量。是电路正常工作，就 需要计算合适的气隙。变压器磁芯气隙可由下式计算：

Lg  第三章 开关电源模块设计

27

0.4  N p2  Ae 108 Lp

3.5 功率开关管的选择

在开关电源中的功率开关管时影响电源可靠性的关键器件。选用好功率开关 管，是决定开关电源质量的关键。开关电源的设计中主要基本的功率开关管有两 种类型：一种类型是双极型功率开关管，即双极型晶体管（BJT）。第二种功率开 关管是金属-氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）。另外绝缘栅-双极型晶体管

（1）漏源击穿电压V( BR ) DS 漏源击穿电压是 PN 结上的反偏电压，该电压决定了器件的最高工作电压，在 MOS 结构中，它是衡量漏极 PN 结的雪崩击穿能力。栅极电压高低对漏沟道区反向偏置 耗尽型电场的分布电荷有决定作用。

（2）最大漏极电流 I D max 在 MOSFET 工作曲线上，当工作电流输出达到最大值，输出特性曲线进入饱和区， 这时漏极电流最大值为 I D max 。漏极电流越大，MOSFET 沟道越宽。 （3）导通电阻 RON

导通电阻是 MOSFET 的一个重要参数。决定 RON 由两个重要因素：一个是沟道电 阻 re 和漂移电阻 rd 。导通电阻 RON 是决定开关电源输出损耗和 MOSFET 功耗的主 要因素， RON 越小，V( BR ) DS 就越高，MOSFET 的性能就越好。 （4）跨导 g m 跨导是指 MOSFET 的漏极输出电流变化量 I D 与栅源极间电压VGS 的变化量之比：

g m  I D / VGS 。跨导 g m 是对 MOSFET 漏极控制电流的控制能力的重要量度。 g m （IGBT）也经常被用在开关电源的设计中。 3.5.1 MOFET 的主要参数

越大，MOSFET 性能越好。

（5）开通时间 ton 和关断时间 toff 反映开关管的开关速度，与输入电阻和输入电容有关。

（6）最高工作频率 f max

选择开关电源的功率开关管时，需要注意其导通压降（或通态电阻）和开关开关管的工作频率越高，开关电源的输出电压就越大，整个电路的效率也就越高。 3.5.2 MOSFET 的选择

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基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

速度。功率开关管的导通压降和开关速度与额定电压有关，额定电压越高，导通 压降越大，开关速度越慢。因此，在满足额定电压为实际工作电压 1.2~1.5 倍的条 件下，应尽量选择低压功率开关管。

开关管最大耐压应力：

Vms  VMAX  N p N s

本电路中选择开关管型号为 MTM6N80，其耐压值为 800V，电流 4A，功率 120W。

3.6 钳位电路

单端反激式开关电源具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升/降范围宽、 易于多路输出、可靠性高、造价低等优点，广泛应用于小功率场合。然而，由于 漏感影响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以 抑制。由于 RCD 钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场 合 RCD 钳位更有实用价值。

3.6.1 箝位电路分析

对于反激式开关电源而言，每当 MOSFET 从导通变成为截止时，在开关电源 的一次侧绕组上便会产生感应电压和尖峰电压。其中的尖峰电压便是由高频变压 器会存在部分漏感（即漏磁所产生的部分自感）而形成的，它与感应电压 UOR 和 直流高压 U1 叠加到 MOSFET 的漏极上，很容易把 MOSFET 损坏。为此，必须在 增加漏极钳位保护电路，将此尖峰电压钳位或者吸收。

漏极钳位保护电路主要有以下四种设计方案，如图 3.9

① ②

第三章 开关电源模块设计

③

图 3.9 箝位保护电路

④

29

(1) 利用瞬态电压抑制器 TVS 和阻塞二极管组成的 TVS、VD 型钳位电路，如 图 3.9①所示。

(2) 由阻容吸收原件、TVS 和阻塞二极管构成的 R、C、VD 型钳位电路，如图 3.9②所示

(3) 由稳压管、阻容吸收元件和阻塞二极管构成的 VDZ、R、C、VD 型钳位电 路，如图 3.9③所示

(4) 利用阻容吸收元件和阻塞二极管组成的 R、C、VD 型钳位电路，如图 3.9 ④所示

上述方案中以③的保护效果最佳，他能充分发挥 TVS 响应速度极快、可承受 瞬态高能量脉冲的优点，并且还增加了 RC 吸收回路。鉴于压敏电阻器(VSR)的标 称击穿电压值（U1mA）离散性较大，响应速度也比 TVS 慢很多，在开关电源中一 般不用它构成漏极钳位保护电路。

需要指出，阻塞二极管一般可采用快恢复或超快恢复二极管。但有时也专门 选择反向恢复时间较长的玻璃纯化整流管 VD5，其目的是使漏感能量能够得到恢 复，以提高电源效率。

表 3.6 为箝位电路中箝位二极管和阻塞二极管的选择参考

表 3.6 钳位二极管和阻塞二极管的选择

μ（V/AC） 固定输入：110 通用输入：85~265 固定输入：230（1 ±15%） 钳位电压 UB(V) 90 200 200 钳位二极管 P6KE91(91V/5W) 阻塞二极管 BYV26B(400V/1AUF4005(600V/1A) P6KE200(200V/5W) BYV26C(600V/1A)

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基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

3.6.2 漏感抑制

如图 3.10 为实际变压器的等效电路，励磁电感同理想变压器并联，漏感同励 磁电感串联。励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边，而漏感因为不耦合， 能量不能传递到副边，如果不采取措施，漏感将通过寄生电容释放能量，引起电 路电压过冲和振荡，影响电路工作性能，还会引起 EMI 问题，严重时会烧毁器件， 为抑制其影响

图 3.10 变压器等效电路

变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。 设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。采用合理的方法，可将漏感控 制在初级电感的 2％左右。

设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕 满磁芯骨架一层或多层。绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线圈和磁路 空间上更接近垂直关系，耦合效果更好。初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。

3.6.3 RCD 箝位电路

图 3.11 RCD 箝位电路

第三章 开关电源模块设计

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RCD 钳位电路的引入，目的是为了消耗漏感的能量，但是不能够消耗掉主励 磁电感的能量，否则会使电路的效率降低。所以必须把 RC 参数优化设计，其工作 的原理如下：

当 S1 关断时，漏感 L1 释能，D 导通，C 上的电压瞬间会充电，然后 D 截止， C 通过 R 放电。

RCD 箝位电路工作情况如下：

（1）C 值选择较大的电容值，电容上电压将会缓慢的上升，变压器二次侧反 激电压过小，不能将能量迅速的传递到变压器二次侧。

（2）C 值选择特别大的电容值，则电容上电压峰值会小于变压器二次侧反射 电压，导致钳位电容上的电压始终保持在二次侧反射电压附近，使得钳位电阻变 成了死负载，始终在消耗磁芯的能量。

（3）RC 值选择太小的电容值，电容上电压值会很快的下降到变压器二次侧 的反射电压附近，此时钳位电阻只会成为反激变换器的死负载，消耗变压器的能 量，降低效率。

（4）如果 RC 值取得比较合适，使的到开关管导通时，电容上电压被释放到 接近变压器二次侧反射电压，等到下次开关管导通时，电容上的能量恰好能够完 全释放。这种情况下虽然钳位效果比较好，但是电容的峰值电压太大，器件应力 升高。

第（2）和第（3）种方式不是被允许的，而第（1）种方式中电压的变化缓慢， 很难迅的速传递能量，第(4)种方式中电压的峰值较大，器件的应力也会大。所以 可以折衷处理，在第（4）种方式的基础上可以增大电容，从而降低电压的峰值， 同时可以调节 R，使到 S1 开通时，C 上的电压释放到将接近副边的反射电压，RC 继续释放电到 S1 下次开通。

3.7 缓冲回路设计

在开关电源电路中电力电子器件多工作于开关状态，在开关过程中，电流在 器件中的不均匀分布，导致局部过流、过热[29]，而且开关过程中，器件容易同时 承受较大的电压和电流，开关损耗较大，损耗造成的发热容易损坏器件；其次由 于线路杂散电感的作用，在器件关断过程中，容易承受较大的尖峰电压，使器件 击穿。所以就需要采用有效措施开关器件进行有效的保护。本设计中采用 RCD 缓 冲电路来保护功率开关管。

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基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

图 3.12 缓冲电路

如图 3.12 当开关器件关断时，电源经过二极管 D 对电容 C 充电，电阻 R 被短 路，使开关器件在零电压下关断；当开关器件导通时，C 通过电阻 R 放电，避免 在开关器件中产生尖峰电流。在一个开关周期内，电容 C 充放电一次。并且电容 C 上的能量全部消耗在电阻 R 上。

3.8 控制芯片及外围电路

控制电路是开关电源的核心部分，起着对输出电压进行采样，保护输出电压 稳定；设置电路的工作频率；实现保护功能和其它的一些功能。通常的工作方式 有脉冲宽度调制（PWM）和脉冲频率调制（PFM）两种。本文采用以 UC3842 为

UC3842 是一种固定频率的高性能电流控制模式的芯片，为设计人员提供只需 最少外部元件便能够获得正本效益高的解决方案。这些继承电路具有可以微调的 振荡器、能够进行精确真空比的控制、温度补偿参考、高增益的误差运算放大器。 电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率 MOSFET 的理想器件。其它 的保护特性有参考和输入欠压锁定，各有滞后、逐周电流、可编程输出静区 时间和单个脉冲测量锁存。

（1）UC3842 的性能特点

1、UC3842 是一种电流型、单端反激输出式脉宽调制控制器。它具有引脚少、 外围电路简单、性能优良、价格低廉等优点。

2、频率稳定度达 0.2%。稳定性能好，电压调整率为 0.2%，负载调整率为 0.3%。 3、具有输入端过压保护、输出端过电流保护、欠电压锁定功能。

4、最高输入电压为 30V，最大峰值输出电流是 1A，平均电流为 0.2A，正常 工作电流时 15mA，最大功耗为 1W。控制芯片实现电流模式的 PWM 控制方法。 3.8.1 UC3842 的功能分析

第三章 开关电源模块设计

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（2）UC3842 的工作原理

如图 3.13 为 UC3842 的引脚图，Vcc 为芯片的工作电压端，刚启动时需接+16V 电压。6 引脚为脉宽调制信号的输出端，5 引脚为公共地，Vref 为内部 5.0V 基准电 压引出端。补偿端接外部阻容元件，可对可控制环路进行补偿。输出电压经过去 样电阻分压器获得反馈电压，接至反馈端。电流取样段需接外部电流检测电阻 Rs， Rs 串联在功率开关管的电路中。RT/CT 为外接定时电阻和定时电容公共端。

图 3.13 UC3842 引脚图

UC3842 的内部框图如图 3.14 所示，主要包括：置位/复位电路，5.0V 基准电 压源 UREF，振荡器，误差放大器，电流检测比较器，门电路，输出级。稳压管 VDZ2 的作用是在启动过程中 VCC 不超过 34V。利用稳压管 VDZ2，可将电流检测比 较器的阈值电压设定为 1V。UC3842 的启动电压阈值殿宇为 16V；正常工作时最 低工作电压为 10V，若 VCC＜10V，则进行欠电压保护。

3.8.2 UC3842 外围电路设计

（1）启动电路

变换器启动以前没有控制电源，但是变换器需要电源来启动，所以首先需要 考虑芯片的供电电路，为了能够提高电源的转换效率，一般情况下应用自供电电 路，如图 3.14 所示，在电源启动瞬间，通过一个电阻 R11 和电容 C8 从输入的直 流母线中获得 UC3842 供电电压，即在接通电源以后，电容 C8 通过 R11 电阻充电， 电容电压得到上升，当达到 PWM 控制芯片的门限电压时，UC3842 开始工作。在 此，选择 R11=72kV、C8=100μF。当变换器正常运行以后，主变压器的辅助绕组 （3,4）、VD3、C9 给芯片供电，并且供电电压值为 18V。

（2）PWM 调制

UC3842 在电路中使用峰值电流控制模式，PWM 状态通过比较 COMP 管脚 信号控制占空比，如图 3.14 所示，PWM 控制电路主要由电压取样电阻 R12、R13 和 TL431、光耦合器及偏置电路（3、4）组成，设定取样电压为 2.5V，由于偏置 电路电压为 18V。由 VR12+VR13=18V，VR13=2.5V 取 R12=31kΩ，R13=5kΩ。将此 电压输入到到 TL431 的比较端，与内置电压 2.5V 进行比较，从而调整矩形波的宽 度；保证系统的稳定性。

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基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

图 3.14 UC3842 外围电路

（3）过流保护电路

电流的取样由取样电阻 R8 完成，它的峰值电流是通过误差放大器来控制的。 即 Is=(Ue-1.4)/(3Rs)(其中，Is 是主电路的峰值电流，Ue 是 UC3842 内部的电压误 差放大器的输出电压。Rs 是采样电阻)。由于电流测定比较器的反向输入端钳位电 压为 1V，所以电流最大到 Is=1V/Rs，如果电流超过了这个值，则 UC3842 会 自动关闭输出，用来保护电路。R9、C4 是 RC 滤波电路。用来消除开关管导通时 电流尖峰。防止此处误触发。RC 滤波器时间常数通常接近于电流尖峰的持续时间， 通常为几百纳秒[30]。取 R9=1kΩ，C4=470pF，则时间常数τ =RC=470(ns)。

TL431 是一个具有良好热稳定性的三端可调分流基准电压源。它输出的电压 可以用两个电阻任意地从 Vref（2.5V）设置到 36V 范围以内的所有值。此器件典型 的动态阻抗是 0.2Ω ，它可以在许多应用中替换齐纳二极管，例如，开关电源，运 算放大电路等等。

3.9 反馈电路设计

3.9.1TL431

第三章 开关电源模块设计

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图 3.15 TL431 内部结构

TL431 的等效电路见图 3.16，主要包括 4 部分：①误差放大器 A，它的同相 输入端处接取样电压，反相输入端接基准电压 Uref 为 2.5V，并且设计的 UREF=Uref， UREF 端通常应为 2.50V，因此也称作基准端；②内部 2.50V 的基准电压源 Uref；③ NPN 型的晶体管 VT，在电路中它起到的作用是调节负载的电流大小；④起保护作 用的二极管 VD，它可以防止由于 K-A 间电源极性反接导致损坏芯片。

TL431 电路图的符号和基本的接线如图 3.16 所示，它可以看作一只可以调节 的齐纳型稳压管，输出的电压是由外部的精密电阻设定，即 R1 和 R2，有公式：

式（3-75） U o  U KA  2.50V  1  1



R3 是 IKA 的限流电阻。选取 R3 的原则是当输入电压为 UI 时，必须保证 IKA 在 1～100mA 范围之内，以便 TL431 能正常工作。

图 3.16 TL431 电路符号与基本接线

TL431 稳压的基本原理可如下分析：当由于一些原因而导致输出电压 Uo 上升 时，其取样电压（即 UREF）会随之升高，使得 UREF＞Uref，比较器会输出一个高电 平，使得 VT 导通，Uo 下降。反之，当 Uo 下降时，取样电压 UREF 也随之下降，导 致 UREF＜Uref，比较器输出低电平，VT 截止，Uo 上升。这样循环下去，从动态平

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基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

衡的角度来看，就迫使 Uo 趋于稳定，达到了稳定的目的，并且 UREF=Uref。 3.9.2 光耦合器

光耦合器（opticalcoupler，英文的缩写是 OC）也称光电隔离器或者光电耦合 器，简称为光耦。它以光作为媒介传输电能信号，在通常下要把发光器（即红外 发光的二极管）和受光器（即光敏的半导体管）同时封装在一个管壳内。当在输 入端加入电信号的同时其发光器会发出光线，而受光器件接受到光线以后就会产 生光电流，此电流从输出的一端流出，实现“电—光—电”的转换。以光作为媒 介而把输入端的信号耦合至输出端的这种光耦合器，由于具有寿命长、体积小、 抗干扰的能力强、无触点、单向的传输信号、输出与输入之间可以绝缘等优点， 所以在数字电路上得到了广泛应用。

一、工作原理

耦合器把光作为媒介来传输电能信号。对输入和输出的电信号都有很好的隔 离效果，所以，它可以广泛应用在各种不同的电路中。在目前它已经成为了用途 最广、种类最多的一种光电器件。光耦合器的组成一般包括三部分：一是光的发 射二是光的接收三是信号的放大。输入电信号时会驱动发光二极管（LED），使之 发出一定波长的光，被光探测器接收而产生光电流，再经过进一步放大后输出。 这就完成了电—光—电的转换，从而起到输入、输出、隔离的作用。由于光耦合 器输入输出间互相隔离，电信号传输具有单向性等特点，因而具有良好的电绝缘 能力和抗干扰的能力。 二、光偶隔离

光耦隔离是通过光耦合器来进行隔离的，它的的结构就是把一个发光二极管 与一个光敏三极管放在一起封装。发光的二极管会把输入电信号转换为光信号传 递给光敏三极管转从而换为电能信号输出，因为没有直接进行电气的连接，所以 既耦合了传输的信号，又起到隔离的作用。如果光耦合器的质量好，而电路的参 数设计也合理，通常会很少出见故障。如果系统中出现异常，使输入、输出两侧 的电位差超过光耦合器所能承受的电压，就会使之被击穿损坏。

可以认为是一个发光二极管和一个光电二极管或三极管封装到一起。可以实 现信号的完全电气隔离。在信号采集系统中广泛采用。

光耦是通电使发光二极管发光，光敏二极管接受光导通的器件。其好处输入 和输出是隔离的，就象变压器一样。

电流的传输比作为光耦合器重要的一个参数，一般用直流传输比表示，当输 出的电压保持恒定时，它等于直流的输出电流 IC 与直流的输入电流 IF 的百分比。

I 式（3-76）CTR  C 100%

I

F

第三章 开关电源模块设计

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采用一个光敏三极管的光耦合器，CTR 范围一般为 20%～300%，例如 4N35 型的光耦合器 CTR＞100，而 PC817A 型的光耦合器则为 80%～160%。达林顿性 光耦合器可以达到 100%～5000%。这就表明和获得一样的输出电流相比，后者只 需要输入电流相对较小。

表 3.7 开关电源常用线性光耦合器的典型产品及主要参数

产品型号 PC816A PC817A SFH610A-2 NEC250-H CNY17-2 CNY17-3 SFH600-1 SFH600-2 CHY75GA CNY75GB MOC8101 MOC8102 CTR(%) 80～163 80～163 63～125 80～163 63～125 100～200 63～125 100～200 63～125 100～200 50～80 73～117 U(BR)CEO(V) 70 35 70 40 70 70 70 70 90 90 30 30 封装形式 DIP-4 DIP-6 DIP-6 三、线性光耦合器的选择

在设计光耦反馈式开关电源时应当正确的选择光耦合器型号以及参数。选取 的原则如下：

（1）光耦合器电流的传输比（CTR）允许范围是 50%～200%之间。这是因为当 CTR＜50%时，光耦合器中的 LED 就需要较大的工作电流，才能正常的控制占空比， 这回增大光耦合器的功耗。若 CTR＞200%，在启动电路或者当负载发生突变时，有 可能造成误触发，影响正常输出。

（2）推荐采用线性光耦合器，其特点是 CTR 值能够在一定范围内做出线性调 整。开关电源常用线性光耦合器的典型产品及主要参数见表 3.7 3.9.3 光耦反馈电路

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基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

如图 3.17 所示，该电压采样与反馈电路是由 R2，R5，R6，R7，R8，C1，光 电耦合器、三端可调稳压管 Z 组成。当输出的电压升高，此电压经 R7 与 R8 分压 所得到一个采样电压（Z 参考的电压）也会升高，即 Z 的稳压值便升高，导致流 过光耦合器中发光二极管的电流会减小，而流过光电三极管的电流也减小，就相 当于与 C1 并联的电阻阻值变大了（此等效电阻阻值会受到发光二极管中电流的控 制），误差放大器的增益相应变大，使 UC3842 管脚 6 输出的驱动信号占空比有所 变小，进而输出的电压下降，以达到稳定电压的目的。当输出的电压降低时，误 差放大器的增益会变小，输出驱动信号的占空比会变大，使输出的电压能稳定到 设定的值。由于，UC3842 电压的反馈输入端管脚 2 接地，所以，误差放大器的输 入误差总是固定的，改变的只是误差放大器的增益（在此可将线性光耦中的光电 三极管看为一个可变电阻）。

图 3.17 光耦反馈电路

3.9.4 参数计算

偏置电路输出电压为Vo1为 18V，TL431 的基准电压为 2.5V，所以取样电阻 R7、 R8 关系如下

R7 R8

取 R7=36V，则 R8=5V。

I F  取 R6=5kΩ，则 I F  3.6mA

第三章 开关电源模块设计

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3.10 输出滤波电路

3.10.1 三端集成稳压器

集成稳压器又叫集成稳压电路，将不稳定的直流电压转换成稳定的直流电压 的集成电路， 用分立元件组成的稳压电源，固有输出功率大，适应性较广的优点， 但因体积大焊点多可靠性差而使其应用范围受到，近年来，集成稳压电源已 得到广泛应用，其中小功率的稳压电源以三端式串联型稳压器应用最为普遍。

（1）三端稳压器原理

图 3.18 三端稳压器内部结构

三端稳压器的三端是输入端 Vi、输出端 Vo 和公共端 COM，使用时公共端 COM 通常接地。内部等效电路如图 3.18 所示，它由调整管、保护电路、控制电路、误 差放大器等组成。Vo-COM 建电压与基准电压 VREF 进行比较，工作时经常保持 一致，当输入电压 Vi 或输出电流 Io 变化时，使输入电压 Vo 保持稳定。

图 3.19 三端稳压器基本应用

三端固定式稳压器有 78XXX/79XXX 系列，它是固定输出电压式稳压器，片 内具有过流保护和过热保护功能，外接两只电容就可简单的构成稳压电路，如图 3.19 所示。当如数电压 B1、输出电流 Io 或温度变化时，输出电压 Vo 可以保持不 变；另外，当输出短路时，可以使输出的电流在一定值内；如果集成稳压器 过热，则稳压器就会停止工作，以免稳压器遭到损坏。

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基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

3.10.2 输出滤波电路

在反激变换器二次的输出端，每一路采用两个电容并联的方式，进行滤波。 由于整个电路的反馈是由偏置电路来进行的，为了保证各输出端口电压稳定，在 每个输出端分别接入一个三端稳压器。如图 3.20 所示，保证输出电压恒定。

7805 VD4 VD5

VC OM

5 1 6 2 VD8 7905 VD7

VC OM 7 C1 0 8 3

4 VD1 1 7812 VD1 0

VC OM 9 C1 4 10

VD1 4 7912 VD1 3

VC OM 11 C1 8 12

图 3.20 输出滤波电路

3.10.3 输出滤波电容计算

开关电源的开关频率一般为几十至几百千赫兹，所以，输出滤波电容 C 一般 选择高频电解电容器，其自振频率可超过 10MHz。





1 

8 fC o 为输出纹波电压，一般为输出电压的～为输出纹波电流，一般为输出电流的～倍

RESR 为等效串联电阻，取 0.2Ω

第三章 开关电源模块设计

（1）偏置电路输出滤波电容

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Co  8  50 10  

1 3  18  0.02 （2）±5V 输出端滤波电容8  50 

10  Co 

8  50 10  （3）±12V 输出端滤波电容

Co 



1

3  5  0.02 1 3

 12  0.02 

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基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

3.11 整体电路

本次设计整体电路图，如图 3.21 所示

VD5 1 5 4 2 C2 R6

R9

R1 2 7 VD6

R9 R1 0 R7 TR R5 R4 VD5 R3

LF1 2 R1 C6 VT R6 C Y2 C1 C2 6 R9 C Y1 C7 C5 R2 0 R1 7 UC 3 8 4 2

R2 A Vi COM Vo LR5 1 图 3.21 开关电源原理图

7 8 Vi COM 4 Vo 2 1 3 3 1 Vi COM Vo 1 6 2 4 3 8 Vi VoC OM N L

第三章 开关电源模块设计

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3.12 本章小结

本章按照设计的整体结构设计每个模块的，包括 EMI 滤波电路、整流滤波电 路、功率因数校正、高频变压器设计、功率开关管的选择、箝位电路、缓冲回路、 控制芯片及外围电路、反馈电路、输出滤波电路，系统的分析了每个模块的工作 原理，并做了详细的计算，结合前人的设计经验选择合适的元器件，最终得到了 设计电路整体的原理图。

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基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

第四章 仿真分析

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第四章 仿真分析

Saber 是美国 Synopsys 公司开发的一款模拟与混合信号仿真的 EDA 软件， 它包括 Harness、Sketch、InSpecs、Model、Libraries、CosmoScope 五套工具，可 以完成多层次的设计、数据库、可执行参数设计与仿真精度保障、仿真测试与波 形的显示等功能，具有集成度高，模块化和层次化、完整的图形查看功能、各种 完整的高级仿真功能，强大的收敛性分析功能，高仿真精度，支持通用 CAE 系统 等一系列优点。

本章利用 saber 软件，模拟本次设计电路的运行过程，对电路进行 DC 分析、 AC 分析、参数分析、失真分析和傅里叶分析。验证电路的运行过程。

4.1 仿真电路设计

电路仿真是电源设计过程中一种有效的辅助手段，仿真电路可以直观的测量 观察电路图中任意连线的波形参数等。给设计者提供了有利的参考，以方便分析 或改进电路。给设计者带来极大的方便。

在 saber 运行环境中设计仿真电路图，如图 4.1 所示

图 4.1 仿真电路图

4.2 结果分析

4.2.1 占空比分析

开关电源开关管的开关状态及时间，是直接影响输出电压稳定性的直接原因， 而在仿真分析中，控制芯片的输出脉冲电压可以直接反映开关管的导通过程。本 次设计电路占空比如图 4.2 所示

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基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

图 4.2 电路占空比

控制芯片输出电压约为 15V 左右，作为 MOSFET 的驱动电压，占空比约为

反激变换器在工作过程中，一次侧会产生较大的漏极电压，如果电压过大， 一方面会影响电源的稳定性，使之不能正常工作；另一方面，可能会直接损坏开 关管，是电源无法工作。如图 4.3 为设计电路的漏极电压波形

图 4.3 漏极电压波形

0.43。矩形波上端的微小尖峰表示芯片输出端峰值电流的电阻参数有待调整。 4.2.2 漏极电压波形

漏极电压尖峰略高于 700V，MOSFET 开关过程中，变压器一次侧电压通过箝 位电路的作用被控制在 700V 左右，稳定的向二次侧传递能量。MOSFET 选用 MTP4N80 耐压值为 800V，完全符合要求。

第四章 仿真分析

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4.2.3 偏置电路输出波形

偏置电路作为整个电路的主输出，一方面给控制芯片 UC3842 提供正常的工作 电压，使电路正常运行，另一方面，连接反馈回路的分压电阻提供取样电压，使 电路稳定工作。

图 4.4 偏置电路输出电压

如图 4.4 为偏置电路输出电压波形，在 2ms 左右达到预定值，被稳定控制在

18.007V 左右，与设定电压 18V 相比，误差小于 0.4%。 4.2.4 输出电压波形

图 4.5 输出电压波形

如图 4.5 所示为四路输出电压波形，输出电压分别为±5.0979V（±5V 输出端）， 误差小于 2%，和+12.097 与-12.099V（±12V 输出端），误差小于 1%。通过输出

电压波形得出，本设计响应迅速，输出精度高、稳定性好。 4.2.5 功率因数校正

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基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

图 4.6 功率因数校正仿真波形

本设计采用 L6562 为控制芯片，设计了有源功率因数校正电路，由图 4.6 分析，

APFC 有效的控制了输入电压、电流的相位，提高功率因数，减小谐波分量。

图 4.7 傅里叶分析 THD 结果

如图 4.7 为 saber 软件通过傅里叶分析得到的 THD 结果，n_63 为电压输入端

口，THD=0.4418。由 PF 

得 PF≈0.915

第四章 仿真分析

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4.2.6 谐波分量分析

图 4.8 各次谐波分量图

一般地讲，奇次谐波引起的危害比偶次谐波更多更大。在平衡的三相系统中， 由于对称关系，偶次谐波已经被消除了，只有奇次谐波存在。本设计基波为50Hz， 由图4.8分析，3次谐波（150Hz）、5次谐波（250Hz）等各奇次谐波分量得到明显 改善。

4.3 本章小结

本章利用 saber 仿真软件，对电路波形图进行了有效的仿真，包括输出占空比 波形、漏极电压波形、偏置电路输出波形、各个输出端电压波形以及功率因数校 正波形。通过仿真波形的分析确定电路设计合理、结果准确，符合设计指标的要 求。

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第五章 总结

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第五章 总结

本文设计了一款基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源，实现了±5V、± 12V 的多路电压输出，通过 saber 仿真软件，对设计电路进行了大量的仿真分析与 参数计算。本文在整个设计过程中完成的主要工作及取得的成果如下：

（1）确定电源的设计指标，系统的分析开关电源的整体结构，选择了设计的 拓扑，从总体出发，应用基本理论创建电源设计的整体框架。

（2）按照设计的整体结构设计每个模块，包括 EMI 滤波电路、整流滤波电路、 功率因数校正、高频变压器设计、功率开关管的选择、箝位电路、缓冲回路、控 制芯片及外围电路、反馈电路、输出滤波电路，系统的分析了每个模块的工作原 理，并做了详细的计算，结合前人的设计经验选择合适的元器件，最终得到了设 计电路整体的原理图。

（3）应用 L6562 控制芯片设计了有源功率因数校正电路，有效的提高了电路 功率因数。降低了电能损耗，改善了电能质量。

（4）利用 saber 软件，设计了仿真电路。对电路进行 DC 分析、AC 分析、参 数分析和傅里叶分析。验证电路的运行过程。经过对电路波形与参数分析，电源 各路输出稳定，误差小于 1%（±12V）、2%（±5V）；功率因数大于 0.91。

由于时间因素，课题研究仍有改进之处，未来需要继续的工作如下： （1）本设计为偏置电路作为主输出提供反馈电压，其余四路输出主要靠集成 稳压器与自身的能力，需要进一步改进。

（2）需要在以后的工作中，完成样机制作，通过样机进一步确定改进设计的 可靠性与稳定性。

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致谢

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致谢

毕业在即，在毕业论文即将完成的时候，我要向所有在我的研究生生涯中给 我过帮助和支持的人们表示我最衷心的祝福。

首先，我要向我的导师宣荣喜教授表示深深的谢意，宣老师在学术上治学严 谨，孜孜以求，在教学上，兢兢业业，对于学生，辅导耐心，要求严格，在三年 时间内，在我的学业上给予了很大的帮助；同时，在生活中，宣老师，平易近人， 和蔼可亲。正是他的悉心指导和无微不至的关怀使我顺利完成三年的硕士研究生 学业。在此，谨向宣老师表示我最诚挚的敬意和感谢！

其次，感谢教育过我的老师们，我的成长，离不开他们的辛勤付出，谆谆教 导，谢谢他们在这几年的时间内，给予我的引导和帮助。

感谢一直关心和支持我的同学和朋友们！感谢王正之，高璐，王晓华，聂英 良等同学们的有益探讨以及学习和生活上给予的关心和帮助。正是他们与我在学 习上的探讨与帮助才让我顺利完成课题，也正是他们与我在生活上的相互照顾与 鼓励让我顺利完成学业。

感谢我的舍友多亚军、赵艳黎等同学，三年的学习生涯因为有了他们而丰富 多彩。

感谢西安电子科技大学对我的培养，在这几年的学习和生活中，我不仅增长 了知识，同时对生活和世界的也有了更深层次的认知，所有这些都是宝贵的财富， 它会使我在今后的人生道路上，走得更稳，走得更远。

最后，还要感谢的是我的父母，他们都已经年过半百，还努力辛勤的劳作， 供我读书学习。如果没有他们的支持与鼓舞，我将无法完成我的学习。我爱你们 ——我的父母亲！

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基于 UC3842 的多路输出电压型开关电源设计

参考文献

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基于UC3842的多路输出电压型开关电源设计

作者： 学位授予单位：

引用本文格式：张召朋 基于UC3842的多路输出电压型开关电源设计[学位论文]硕士 2013